Для такой длительности импульса глубина мертвой зоны радара при скорости звука v = 355 м/ссоставляет около 20 см. Полоса пропускания приемника для t_и = 1 мс выбирается из соотношения [1].

Используя найденное ранее значение порогового напряжения на входе приемника U_пор, определим мощность передатчика радарас учетом затухания акустических волн в воздушной среде.

Уменьшение плотности потока энергии упругих колебаний при звуколокации в воздушной среде определяется следующими основными факторами |1|: поглощением звука в среде, расширением фронта волны, неполной отражающей способностью поверхности контролируемого тела.

Затухание звука в воздухе пропорционально частоте и в сильной степени зависит от его влажности и температуры. Коэффициент поглощения в воздушной среде на частоте 25 кГц; [1].

Потери на расширение фронта волны связанны с увеличением поверхности, по которой распределяется акустическая энергия. Очевидно, что диаметр Д озвучиваемой поверхности, расположенной в области излучателя звука и получаемой в результате отражения волны от преграды будет

где d - диаметр излучателя,

l- расстояние до озвучиваемого объекта,

в - половина ширины Д_низлучателя по уровню половинной мощности

При диаметре приемника звука, равном диаметру излучателя, отношение квадрата d/D дает долю энергии, попадающей на поверхность приемника, от полного значения излученной энергии [1], т.е.



(3.5)

Это отношение характеризует плотность потока отраженной от преграды энергии в области излучателя (приемника) звука. Отношение (3.5) для гладких жестких отражающих поверхностей может быть названо коэффициентом геометрического ослабления, который, очевидно, полностью определяется расширением фронта волны.

Однако такое выражение справедливо для плоской преграды, размеры которой соответствуют “озвучиваемому” пятну на расстоянииl от излучателя. На практике же отражающая площадь объекта будет меньше. Принимая эту площадь равной

S_мин = 0.01м², что соответствует размера 10х10 см, можно определить коэффициент обусловленный размерами наблюдаемого объекта:

(3.6)

где S_п - площадь пятна, образуемого звуковым пучком на некотором расстояние l от излучателя.

Еще одним фактором, ослабляющим мощность зондирующего импульса, является неполная отражающая способность поверхности объекта. Обычно на практике используют коэффициент отражения акустического сигнала от облучаемого объекта равный 0.7.

Таким образом, общее ослабление звука, отраженного от объекта, находящегося на расстоянии l от излучателя, определяется в рассматриваемом случае как произведение уровня поглощения плоской волны в воздушной среде, коэффициента геометрического ослабления, коэффициента, обусловленного небольшими размерами облучаемого объекта и коэффициента отражения от поверхности объекта [1]:

(3.7)

Мощность сигнала в зоне приемника, необходимая для обеспечения нормальной работы радара находится из условия, что напряжение сигнала на входе приемника должно быть не меньше U_пер = 104 мкВ.Сопротивление биморфного излучателя (приемника) на резонансной частоте R_пк = 800 Ом, а его КПД з ? 0.1[1].Таким образом, необходимая мощность в зоне приемника

Мощность передатчика можно найти как

(3.8)

где P_изл находится из формулы (3.7) при известном .

Необходимо произвести расчет мощности передатчика каждого из четырех каналов радара, один из которых, основной, работает на дальность до 10м и имеет акустическую головку с шириной DHи_0.5 = 11.4⁰

(d = 8см); два других канала, дополнительных, работают на дальность до 2м и обладают акустическими блоками с и_0.5 = 90⁰ каждый; четвертый канал, измерительный, содержит приемник и излучатель, разнесение на 1м, и_0.5= 90⁰ и для приемника и для излучателя.

Для излучения основного канала (l = 10м) выражение (3.7) дает следующее значение ослабления мощности:



Мощность передатчика согласно (3.8)

Для излучения дополнительных каналов коэффициент К_s по формуле (3.6) равен . Согласно (3.7) ослабление мощности акустического сигнала (l= 2м) равно

Мощность передатчика дополнительного канала по формуле (3.8)

Для излучения измерительного канала формула (3.7) запишется в виде

Откуда

Следовательно, мощность передатчика измерительного канала должна быть



Коэффициент усиления приемной части радараможно найти из условия, что амплитуда сигнала на входе детектора должна быть не менее 5В, что бы после детектирования обеспечить срабатывание триггера. Если минимальный сигнал на выходе приемника принять равный , то коэффициент усиления приемной части равен:

3.3 Расчет погрешностей

В рассматриваемом устройстве основными причинами возникновения погрешностей измерения расстояния является ограниченное число акустических головок, влияние ветровых воздействий на скорость звука в воздухе и дискретность представления информации о расстоянии.

Ограниченное число акустических головок рабочих каналов (три) приводит к тому, что наблюдаемый объект, расположенный в стороне от основной оси преобразователя будет находиться к автомобилю на более близком, чем измеренное расстоянии. На рисунке 3.3 показано положение препятствия в точке характеризуемой наибольшей погрешностью измерения расстояния.

Объект, расположенный в точке А (см. рисунок 3.4) фактически находится на расстоянии СО = 0.5м от автомобиля, так как AB - ближняя граница обозреваемого коридора. Радарже определит это расстояние равный Таким образом, погрешность измерения составит 41% от минимально измеряемого расстояния. Очевидно, что погрешность, обусловленная геометрическим фактором, будет уменьшаться при увеличении расстояния до объекта, а так же при уменьшении угла отклонения объекта от основной оси акустического блока.

1 - акустический блок

Рисунок 3.4 - Положение препятствия в точке с наибольшей погрешностью

Так расстояние до объектов, попавших в сектор с углом и₂, будет определяться с погрешностью меньшей или равной 10%, если и₂ =50⁰.При этом расстояние DE (см. рис 3.3) равно примерно 1м. Таким образом, можно сказать, что расстояние более 1м определяется радаромс геометрической погрешностью не более 10%.

Аппаратурное уменьшение геометрической погрешности возможно при увеличение числа акустических головок радара, что неизбежно приведет к удорожанию устройства.

Другим фактором, вызывающим появление ошибки при определении расстояния акустическим методом являются ветровые воздействия. В общем случае на скорость звука оказывают влияние как продольная, так и поперечная составляющие ветра. Для ветра, вектор скорости которого составляет угол ц к акустической оси преобразователя, общее увеличение времени пробега волн составит согласно [1]

(3.9)



где х - скорость ветра,

с - скорость звука.

Для х = 35 м/с и с = 350 м/сформула (3.9) дает максимальное значение S_ветр=0.11 или 1.1% при ц = 30⁰. Такая погрешность является величиной случайной и вызывается внешними факторами.

Погрешность, связанная с дискретностью представления информации о расстоянии является аппаратурной и находится из условия, что один разряд соответствует расстоянию l_дискр? 0.04м. Откуда погрешность дискретизации составляет 7.8% от минимального измеряемого расстояния.

Рассмотренные погрешности определялись по принципу минимакса, то есть найденные значения являются максимально возможными.

Таким образом, суммарная погрешность измерения расстояния проектируемым радаромсоставляет

3.4 Расчет биморфного пьезокерамического вибратора

Биморфным называется вибратор, состоящий из пьезоэлемента и металлической мембраны, склеенных между собой, и преобразующий электрические колебания в акустические волны [1]. Такие вибраторы не нормируются по частоте, а изготавливаются, из необходимой собственной частоты.

Собственная резонансная частоты биморфного вибратора зависит от размеров и физических свойств его составных элементов и определяется формулой (3.9).



(3.10)

где D - коэффициент, определяемый как

;; ;

- характеристическая частота вибратора, зависящая от отношения радиусов пьезоэлемента и металлической мембраны;

h₁и h₂ - толщина металлической мембраны и пьезоэелементасоответсвенно; E₁, E₂;

, - модули упругости и коэффициенты Пуассона мембраны и пьезоэлемента соответственно,

- плотность материала мембраны.

На рисунке 3.5 показана конструкция вибратора.

Рисунок 3.5 - Биморфный вибратор

Символ Р₀ (см. рисунок 3.5) обозначает звуковое давление, создаваемое преобразователем, стрелкой указано направление его распространения.

Необходимо определить размеры пьезоэлемента и металлической мембраны по заданной частоте ?_рез = 40кГц, являющейся рабочей частотой проектируемого радара.

Справочное значение величин E₁, E₂, , , находятся по таблицам [9]

E₁ = 2*10¹¹ н/м²; E₂ = 1.09*10¹¹ н/м²; ; ; кг/м³ (для стали). В этой же литературе приведены рекомендуемые для использования толщина диска пьезоэлементаh₂ = 1*10^-3 м и мембраны h₁=1*10^-4 м, отношение , а также величина , равная 0.71 для отношения

По приведенным выше данным, используя формулу (4.1) можно найти радиус металлической мембраны как функцию собственной частоты вибратора

Откуда для (рад/с), тогда м, а радиус пьезоэлементаф₂=0,75• ф₁=0,01м

Биморфный вибратор имеет сложную, раздвоенную в осевом направлении ДН. Поэтому его используют совместно с рупором, изготавливаемым из металла и имеющему угол раскрыва 45⁰ [9].Такой рупор имеет диаметр горловины равный d_r = 0.8л, где л - длина волны излучаемого колебания в воздушной среде, и диаметром раскрываd, определяемый из формулы (3.9)

(3.11)

где - ширина ДН рупорного излучателя с диметров раскрыва d.

Для обеспечения необходимого обзора пространства проектируемый автомобильный радар должен иметь акустические головки с шириной Д₁₁ ^? и ^?. Диаметры раскрыварупоров, обеспечивающих указанные ДН находятся по формуле (3.11)

Диаметр раскрыва рупора, обеспечивающего ширину ДН 90⁰равен d₂?0.91см, а это меньше чем диаметр горловины рупора (d_r = 1.096 см). Ясно, что реализовать такую ДН с помощью рупорного биоморфного излучателя невозможно. Однако можно воспользоваться рупором, размер d которого равен 2.4 см.

Из ДН такого вибратора видно, что уровень сигнала, излучаемого (принимаемого) таким преобразователем в пределах -45^? до +45^? от оси вибратора составляет не меньше 0.5 от максимума, что позволяет использовать такой рупор в проектируемом устройстве.

Таким образом, в качестве акустических преобразователей в автомобильном радареможно использовать биоморфные рупорные вибраторы с размерами:

м; м; м; м; м; м; м.



4 РАЗРАБОТКА ПРОГРАММЫ ДЛЯ ДИСТАНЦИОННОГО УПРАВЛЕНИЯ И АВТОНОМНОЙ РАБОТЫ

4.1 Алгоритм управления камерой

Управление камерой необходимо только в том случае, когда мы получаем изображение с нее, а, следовательно, корректировка угла наклона камеры может осуществляться опираясь на эти же данные, в итоге нет необходимости в какой-либо сложной системе управления. Достаточно будет прямого управления со списком команд: вверх, вниз, влево, вправо. Само управление осуществляться будет следующим образом:

1. излучение управляющего сигнала;

2. прием сигнала;

3. распознавание;

4. подача питание на сервопривод.

4.2 Алгоритм управления зондом

Управление зондом должно иметь несколько режимов:

1. ручной;

2. полуавтоматический;

3. автоматический (критический).

Ручной режим управления - зонд полностью подчиняется всем командам вне зависимости от показаний приборов.

Алгоритм управления

1. излучение управляющего сигнала;

2. прием сигнала;

3. распознавание;

4. движение.

Полуавтоматический режим управления - зонд подчиняется командам, но корректирует движение в зависимости от показаний приборов. (Например, остановка перед препятствием или разломом)

Алгоритм управления

1. излучение управляющего сигнала;

2. прием сигнала;

3. распознавание;

4. анализ показаний приборов;

5. движение.

Автоматический режим управления - зонд полностью в автономном режиме. Данный режим используется только в случае потери связи с «базой», и основной задачей этого режима возвращение на начальную точку до момента восстановления связи. Управляющим сигналом в этом режиме является сохраненный маршрут продвижения.

Алгоритм управления

1. открытие маршрута;

2. анализ маршрута;

3. анализ показаний приборов;

4. движение.

Во всех режимах управления анализ показаний приборов происходит ежесекундно, если только он не будет отключен для экономии питания или производительности. Данная функция необходима для уменьшения вероятности ошибки оператора.

4.3 Программное обеспечение автономной работы

Определение условий и ограничений, требуемых к программе.

Разработку программы автоматического возвращения необходимо разделить на несколько этапов.

1. Определение условий и ограничений требуемых к программе.

2. Алгоритмы программы.

3. Выбор алгоритма, обоснование выбора.

Частота тактового генератора 16 МГц, что говорит о довольно высоком быстродействии. Количество памяти контроллера 256 кбит. Использование всей памяти будет нецелесообразно, так как это только фрагмент программы, и самостоятельно он не работает. Путем несложных вычислений выясняем, что на данный фрагмент программы может занимать до 30-40% (80-100 кб) памяти. Такой большой объем выделенной памяти обусловлен значимостью, сложностью и требуемой емкостью раздела данной программы.

Алгоритмы программы

Алгоритм №1 «массивный» назван таким образом в связи с тем, что используется массив с большим количеством столбцов и четырьмя строками, который заполняется следующим образом. Всего в нем четыре строки. Первая строка предназначена для записи времени первого уровня. Данное значение необходимо для записи времени, при котором скорость вращения двигателей движения не менялась. Вторая строка необходима для записи времени второго уровня. В эту строку добавляется значение только в том случае, если память первого уровня полностью заполнена. Ограничение первой памяти 65000, такое значение выбрано потому, что в целом положительном значении числа типа int в 16 разрядной системе может быть от 0 до 65535. В последующие 2 строки записывается скорость и направление вращения двигателей. Направление вращение указывается знаком переменной. Ниже представлена таблица. Она является примером работы данного алгоритма.

Таблица 4.1

Номер элемента	1	2	3	4	…	n-1	n
Время 1-ого уровня	0 -65000	0 -65000	0 -65000	0 -65000	…	0 -65000	0 -65000
Время 2-ого уровня	0 -65000	0 -65000	0 -65000	0 -65000	…	0 -65000	0 -65000
Состояние двигателя №1	1	-1	1	0	…	1	-1
Состояние двигателя №2	0	-1	1	1	…	1	-1

В итоге мы имеем массив, заполняемый по циклу, как только заполняется последний элемент массива - счетчик переключает на первый элемент. Наиболее «старые» данные перезаписываются новыми, таким образом, в памяти хранится последний участок пути. Время такого участка зависит от его сложности.

Алгоритм №2 «точный массивный» имеет тот же основной принцип что предыдущий. Отличие заключается в том, что запись производится не по изменениям положения двигателя, а потактово. У данного метода есть большой недостаток - ресурсоемкость. Для расчета количества памяти воспользуемся ниже приведенной формулой

,

где - объем затрачиваемой памяти, - необходимая память для одного элемента, - время маршрута (запоминаемого пути).

Будем считать, что минимальным временем записи маршрута будет 3 секунды. Из этого

Мб.

Для того чтобы работал данный алгоритм, необходимо подключить дополнительную флэш-память и записывать все данные на нее. Основная программа находится в памяти микроконтроллера.

Алгоритм №3 «матричный». В данном методе запись должны быть реализована не в массив, а в матрицу. С точки зрения программы матрица ничем не отличается от массива, но с точки зрения логики отличие есть. Составляется карта продвижения легкая для понимания человеком. К каждому двигателю привязывается переменная, разность количества шагов этих двух двигателей и будет высчитываться как угол поворота.

1- это «след» зонда на карте. Как только маршрут доходит до границы карты, запускается цикл, который смещает все значения в противоположную от движения сторону. Тем самым удается записать передвижение зонда в определенном квадрате, где квадрат смещается вместе с зондом.

Преимущество данного алгоритма в том, что не требуется дополнительного ПОдля перевода карты в графический вид, понимание, удобство использования.

Недостаток - излишняя ресурсоемкость. В памяти держатся так же и те значения, которые не несут смысловой нагрузки.

Выбор алгоритма

В связи с тем, что нет необходимости отображения карты маршрута, не требуется лабораторная точность, использования второго и третьего алгоритмов нецелесообразно. Наиболее эффективным и менее ресурсоемким алгоритмом является алгоритм №1 «массивный», не требующий подключения дополнительной памяти и практически не уступающий в погрешности.

Структурная схема алгоритма на рисунке 4.1.



Рисунок 4.1 - Структурная схема программы записи.

Имеется три состояния работы:

- IDLE - ожидание начала работы

- MEASURE - излучение импульса измерительного канала

- WORK - обычное рабочее состояние, в котором одновременно, с периодом 1мс генерируются импульсы запуска излучения приемопередатчиков

В состоянии IDLE не происходит отправки никаких команд. После сброса RST устройство переходит в состояние MEASURE. В состоянии MEASURETRANSMITER выдает только одну команду к излучению импульса измерительного канала длительностью 500 мкс. Впрочем, длительность всех импульсов равна 500 мкс, длительность периода следования импульсов равна

1 мс, что обеспечивает частоту следования излучаемых импульсов 1 кГц. Частота следования этих импульсов формируется счетчиком тактовых импульсов 40 МГц. Досчитывая до 20 тысяч тактовых импульсов (1/2 периода

1 кГц) счетный триггер меняет свое выходное значение на противоположное. Соответственно, изменяя значения длительности половины периода, можно менять длительность и частоту следования излучаемых импульсов. После выдачи одного импульса в состоянии MEASURE устройство переходит в состояние WORK, в котором параллельно в трех каналах выдает в последовательности импульсов излучения.

Рисунок 4.2 - Временные диаграммы сигналов

Для проверки программы создается специальный модуль, называемый TB (TestBench), в котором пользователь сам задает необходимые внешние служебные сигналы (RST,CLK) и сигналы воздействия, т.е. «реальные » сигналы для своей программы. В нашем случае таковыми сигналами воздействия и являются сигналы ADDR[2:0] от микроконтроллера. Мы сами зададим эти сигналы, так как нам надо и в какой нам нужно момент времени для того, чтобы увидеть отклик программы на них. Таким образом, модуль TB является внешним модулем.

Вторым модулем раздела ТОР является модуль DISPLAY, отвечающий за выдачу сигналов управления нашим дисплеем. Итак, для начала изобразим, что же мы хотим видеть на нашем дисплее. Внешний вид отображаемых визуальных сигналов показан на рисунке 4.3:



Рисунок 4.3 - Внешний вид индикатора

При препятствии справа моргает правая стрелка, при препятствии слева-моргает левая стрелка, при препятствии по центру- моргает стрелка в центре. Это один из вариантов отображения информации, и его так же можно при желании изменить.

Далее необходимо определить, как и в какой последовательности необходимо подавать сигналы для запуска дисплея, его начальной настройки, и необходимого нам отображения в рабочем режиме.

В таблице 4.1 приведены команды, которые необходимо подавать к плате МТ-12232А:



Таблица 4.1

Алгоритм работы модуля DISPLAY показан на рисунке 4.4.

Рисунок 4.4 - Алгоритм работы модуля DISPLAY

Итак, изначально необходимо установить внутренний бит REST дисплея в состояние 0. Для этого внутри модуля DISPLAY создадим девятиразрядный счетчик импульсов тактовой частоты (40МГц), по достижении которым значения 500 (описание требует, чтобы длительность удержания RESET после включения была не менее 10мкс, а при 500 она равна 12.5мкс) бит RESET устанавливается в лог.0.

Далее, необходимо выполнять следующую последовательность команд.

1) Подать на вход Eстроб разрешения чтения/записи.

2) Подать команду снятия флага RMW, для чего параллельно подаем на входы платы значения: RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 11101110. Как видим, у нас выбран режим записи команды.

3) Запишем команду выбора обычного режима работы, подав к ножкам платы сигналы :RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 10100101.

4) Подадим команду выбора мультиплекса для модуля МТ-12232А: RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 10101001.

5) Включим дисплей:RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 10101111.

6) Выберем рабочий кристалл установкой входа CS = 0. Теперь каждый пиксел экрана в состоянии 0 отображается как «белый», в состоянии 1 как «черный».

Дисплей готов к работе (рисунок 4.5).

Рисунок 4.5- Вид дисплея

Последовательность обращений к устройству в рабочем режиме (после конфигурации).

1) Задается стартовая строка (первую), относительно которой будет производиться инкрементация номера отображаемой строки:

2) RD/WR = 0,A0 = 0, DB[7:0] = 11000001.

3) Устанавливается направление инкрементации номера столбца при отображении: RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 10100001. Инкрементацию производим слева-направо.

4) Подаются данные для записи.

Данные для записи выполняются в следующей последовательности.

1) Выбираем номер страницы: RD/WR = 0, A0 = 0, DB[7:0] = 10100[PAGE [2:0]].

2) Выбираем номер столбца: RD/WR = 0, A0 = 0,

3) DB[7:0] = 0[COLUMN_ADDRES [6:0]].

4) Записываем наши данные: RD/WR = 0, A0 = 1, DB[7:0] =[DATA [7:0]].

5. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ УСТРОЙСТВ СИСТЕМЫ

5.1 Ультразвуковойрадара

Для данного устройства необходимо 2 радарас различными параметрами. Первый должен служить для общей локации, т.е от него не требуется высокой точности и большой дальности. Он должен «видеть» препятствия непосредственно около зонда для выполнения функции автономной работы и некоторой помощи во время управления. Второй - для точечного измерения расстояния.

В роли первого радарамною был выбран Сонар (он же радара, он же Ultrasonicmodule) В качестве радара№1 изначально выбор был между ультразвуковым и инфракрасным. Поскольку характеристики ультразвукового существенно лучше (максимальная дальность около 4-5 метров, против 30-60 см), а цена примерно одинаковая, то выбор пал на Ultrasonic.

Рассмотрим ультразвуковой датчик измерения расстояния HC-SR04 (Ultrasonicrangingmodule HC-SR04). 

Рисунок 5.1 - Ультразвуковой радара

Особенности радара

Напряжение питания: 5V DC

Ток покоя: < 2 мA

Эффективный угол: < 15°

Диапазон измерения расстояния: 2-400 см

Разрешение: 0,3 см

Разъём сенсора -- 4 обычных пина, что позволяет просто воткнуть его в беспаечную плату, припаять к макетной плате или использовать для подключения обычные штекеры.

Рисунок 5.2 - Габариты радара

Рисунок 5.3 - Диаграмма направленности радара

Принцип работы HC-SR04

Сенсор излучает короткий ультразвуковой импульс (в момент времени 0), который отражается от объекта и принимается сенсором. Расстояние рассчитывается исходя из времени до получения эха и скорости звука в воздухе.



Рисунок 5.4 - Временная диаграмма радара.

Таким образом, сенсор получает сигнал эха, и выдаёт расстояние, которое кодируется длительностью электрического сигнал на выходе датчика (Echo). 

Следующий импульс может быть излучён, только после исчезновения эха от предыдущего. Это время называется периодом цикла. Рекомендованный период между импульсами должен быть не менее 50 мс. Если на сигнальный пин (Trig) подаётся импульс длительностью 10 мкс, то ультразвуковой модуль будет излучать восемь пачек ультразвукового сигнала с частотой 40 кГц и обнаруживать их эхо. Измеренное расстояние до объекта пропорционально ширине эха и может быть рассчитано по формуле, приведённой на графике выше. 

Подаем на выход Trig сигнал, длительностью 10мкс, что запускает генератор, создающий пачку коротких импульсов на передатчике (8 шт). Далее, приемник получает отраженный сигнал и на пинеEcho генерируется прямоугольный сигнал, длина которого пропорциональна времени между излучением импульсов и детектированием их приемником.

Реальное время, за которое звук дойдет до приемника, конечно же, составит копейки. Что бы по нему определить расстояние, можно воспользоваться формулой



/2,

где s -- расстояние, v -- скорость звука, t -- время получения сигнала на приемнике.

С выхода Echo идет уже сформированный сигнал, с достаточно большой длительностью. Заглянув в даташит, мы увидим формулу пересчета: s = t/58, s -- расстояние, t -- длительность импульса Echo, s -- расстояние в сантиметрах.

Код программы для синхронизации с радаром и выполнения необходимых действий приведен в листинге 1.

Листинг 1. Код программы для синхронизации

voidsetup() 

{

pinMode(Trig, OUTPUT);

pinMode(Echo, INPUT);

} 

unsignedinttime_us=0; // Переменная для хранения временного интервала

unsignedintdistance_sm=0; // Переменная для хранения расстояния в сантиметрах

voidloop()

{

digitalWrite(Trig, HIGH); // Подаем сигнал на выход микроконтроллера 

delayMicroseconds(10); // Удерживаем 10 микросекунд 

digitalWrite(Trig, LOW); // Затем убираем

time_impuls=pulseIn(Echo, HIGH); // Замеряем длину импульса 

distance_sm=time_ impuls /58; // Пересчитываем в сантиметры

delay(500); 

}

Ультразвуковой радара должен быть расположен над зондом для того, чтобы мог обнаружить как преграду, так и углубление. Для этого путем простых геометрических решений, рассчитываем минимальную высоту и угол, под которым должен стоять радар

Необходимо учесть размеры зонда. Радар расположен за 20см от края зонда. Таким образом, 10 см над уровнем поверхности зонда, достаточная высота, чтобы не перекрывать его габаритами сигнал радара.

,

где Hз - высота зонда, Нв - высота радаранад зондом, L - необходимое расстояние для поля зрения препятствий, R - расстояние условно считаемое «нормальным» для радара. Посчитав синус, выяснил угол наклона диаграммы направленности к земле, что приблизительно равно 3 градуса. Из этого следует, что угол наклона радарасоставляет 87 градусов.

Направление оси диаграммы направленности необходимо менять, что осуществляется посредством сервопривода. Ниже приведена программа, выполняющая эту функцию.

Листинг 2. Синхронизация с сервоприводом.

#defineServoPin 2 // серво провод

voidsetup()

{ 

pinMode(2,OUTPUT);

}

voidServo_motion(intangle) // функция серво 

{

inttime=390+10*angle; // Пересчитываем заданный угол поворота в длину импульса, который подадим на серво

digitalWrite(ServoPin, HIGH); // Сигнал

delayMicroseconds(time); // Удерживаем его заданное время 

digitalWrite(ServoPin, LOW); // Выключаем его 

} 

voidloop()

{ 

for(int i=0;i<=180;i++) 

{ 

Servo_motion(i); // Оборот в одну сторону 

delay(10);

}

for(int i=180; i>=0; i--)

{

Servo_motion(i); // оборот в другую сторону 

delay(10);

}

5.2 Лазерныйрадар

Часто приходится встречать мнение, что с помощью лазера расстояние измеряют только путем прямого измерения времени «полета» лазерного импульса от лазера до отражающего объекта и обратно. На самом деле, этот метод (его называют импульсным или времяпролетным, TOF) применяют в основном в тех случаях, когда расстояния до нужного объекта достаточно велики (>100м). Так как скорость света очень велика, то за один импульс лазера достаточно сложно с большой точностью измерить время пролета света, и следовательно, расстояние. Свет проходит 1 метр примерно за 3.3 нс, так что точность измерения времени должна быть наносекундная, хотя точность измерения расстояния при этом все равно будет составлять десятки сантиметров. Для измерения временных интервалов с такой точностью используют ПЛИС и специализированные микросхемы.

Однако существуют и другие лазерные методы изменения расстояния, одним из них является фазовый. В этом методе, в отличие от предыдущего, лазер работает постоянно, но его излучение амплитудно модулируется сигналом определенной частоты (обычно это частоты меньше 500МГц). Отмечу, что длина волны лазера при этом остается неизменной (она находится в пределах 500 -- 1100 нм).

 Отраженное от объекта излучение принимается фотоприемником, и его фаза сравнивается с фазой опорного сигнала -- от лазера. Наличие задержки при распространении волны создает сдвиг фаз, который и измеряется радаром.

Расстояние определяется по формуле

,

где с -- скорость света, f -- частота модуляции лазера, ц -- фазовый сдвиг.

Эта формула справедлива только в том случае, если расстояние до объекта меньше половины длины волны модулирующего сигнала, которая равна с / 2f. Если частота модуляции равна 10 МГц, то измеряемое расстояние может доходить до 15 метров, и при изменении расстояния от 0 до 15 метров разность фаз будет меняться от 0 до 360 градусов. Изменение сдвига фаз на 1 градус в таком случае соответствует перемещению объекта примерно на 4 см.

При превышении этого расстояния возникает неоднозначность -- невозможно определить, сколько периодов волны укладывается в измеряемом расстоянии. Для разрешения неоднозначности частоту модуляции лазера переключают, после чего решают получившуюся систему уравнений.

Самый простой случай -- использование двух частот, на низкой приблизительно определяют расстояние до объекта (но максимальное расстояние все равно ограничено), на высокой определяют расстояние с нужной точностью -- при одинаковой точности измерения фазового сдвига, при использовании высокой частоты точность измерения расстояния будет заметно выше.

Так как существуют относительно простые способы измерять фазовый сдвиг с высокой точностью, то точность измерения расстояния в таких радарах может доходить до 0,5 мм. Именно фазовый принцип используется в радарах, требующих большой точности измерения -- геодезических радарах, лазерных рулетках, сканирующих радарах, устанавливаемых на роботах.

Однако у метода есть и недостатки -- мощность излучения постоянно работающего лазера заметно меньше, чем у импульсного лазера, что не позволяет использовать фазовые радары для измерения больших расстояний. Кроме того, измерение фазы с нужной точностью может занимать определенное время, что ограничивает быстродействие прибора. 

Наиболее важный процесс в таком радаре -- это измерение разности фаз сигналов, которая и определяет точность измерения расстояния. Существуют различные способы измерения разности фаз, как аналоговые, так и цифровые. Аналоговые значительно проще, цифровые дают большую точность. При этом цифровыми методами измерить разность фаз высокочастотных сигналов сложнее -- временная задержка между сигналами измеряется наносекундами (эта задержка возникает также, как и в импульсном радаре).

Для того, чтобы упростить задачу, используют гетеродинное преобразование сигналов -- сигналы от фотоприемника и лазера по отдельности смешивают с сигналом близкой частоты, который формируется дополнительным генератором -- гетеродином. Частоты модулирующего сигнала и гетеродина различаются на килогерцы или единицы мегагерц. Из полученных сигналов при помощи ФНЧ выделяют сигналы разностной частоты.

Рисунок 5.5 - Структурная схема лазерного радара

Пример структурной схемы радарас гетеродином. М -- генератор сигнала модуляции лазера, Г -- гетеродин.

Разность фаз сигналов в таком преобразовании не изменяется. После этого разность фаз полученных низкочастотных сигналов измерить цифровыми методами значительно проще -- можно легко оцифровать сигналы низкоскоростным АЦП, или измерить задержку между сигналами (при понижении частоты она заметно увеличивается) при помощи счетчика. Оба метода достаточно просто реализовать на микроконтроллере.

Есть и другой способ измерения разности фаз -- цифровое синхронное детектирование. Если частота модулирующего сигнала не сильно велика (меньше 15 МГц), то такой сигнал можно оцифровать высокоскоростным АЦП, синхронизированным с сигналом модуляции лазера. Из теоремы Котельникова следует, что частота дискретизации при этом должна быть в два раза выше частоты модуляции лазера. Однако, так как оцифровывается узкополосный сигнал (кроме частоты модуляции, других сигналов на входе АЦП нет), то можно использовать метод субдискретизации, благодаря которому частоту дискретизации АЦП можно заметно снизить -- до единиц мегагерц. Понятно, что аналоговая часть радара при этом упрощается.

Данный тип радара необходим для точного точечного измерения. По требуемым параметрам технического задания был выбранрадарПРАКТИКА ДЛ-80.

Характеристики

1. дальность: 80 м;

2. точность: ±1.5мм;

3. тип: лазерный.

На плате Arduino выделено 3 гнезда для подключения данного радара. 1 для пуска измерения дальности, 2 других для приема данных об измерении.

5.3 Радиомодуль

Требования к радиомодулю

Для того чтобы не увеличивать стоимость зонда и не тратить деньги на лицензированные диапазоны частот, необходимо выбрать из нелицензированных диапазонов частот. 900--929 МГц, 2,4--2,4835 ГГц, 5,15--5,35 ГГц и 5,75--5,825 ГГц. Меньшие частоты не учитываются ввиду больших длин волн, а следовательно больших габаритных размеров антенн или излишне сложных технических решений, большие не рассматриваются по причинам высокой стоимости элементной базы и избыточной скорости передачи данных. Диапазон 2,4--2,4835 ГГц является наиболее оптимальным еще и потому, что данный диапазон очень популярен и для управления зондом не обязательно разрабатывать и использовать отдельный передатчик, достаточно будет использовать мобильное средство с модулем WiFi. Добавляется универсальность в управлении. Габаритные размеры антенны соизмеримы с размерами зонда. Стандарт wifi устройств - это IEEE 802.11.

Стандарт IEEE 802.11

Если на канальном уровне все беспроводные сети семейства 802.11 имеют одну и ту же архитектуру, то физический уровень для сетей разных стандартов различен. Именно на физическом уровне определяются возможные скорости соединения и методы модуляции и физического кодирования при передаче данных.

Стандарт IEEE 802.11g предусматривает различные скорости соединения: 1; 2; 5,5; 6; 9; 11; 12; 18; 22; 24; 33; 36; 48 и 54 Мбит/с. Одни из них являются обязательными для стандарта, а другие -- опциональными. Кроме того, для различных скоростей соединения применяются разные методы модуляции сигнала.

При разработке стандарта 802.11g рассматривались две несколько конкурирующие технологии: метод ортогонального частотного разделения OFDM, заимствованный из стандарта 802.11a и предложенный к рассмотрению компанией Intersil, и метод двоичного пакетного свёрточного кодирования PBCC, опционально реализованный в стандарте 802.11b и предложенный компанией TexasInstruments. В результате стандарт 802.11g содержит компромиссное решение: в качестве базовых применяются технологии OFDM и CCK, а опционально предусмотрено использование технологии PBCC.

Прежде чем переходить к рассмотрению методов модуляции, используемых в 802.11g, отметим, что данным стандартом, как и стандартами 802.11b/b+, предусмотрено применение частотного диапазона от 2,4 до 2,4835 ГГц, который предназначен для безлицензионного использования в промышленности, науке и медицине (Industry, ScienceandMedicine, ISM). Однако, несмотря на возможность безлицензионного применения данного частотного диапазона, существует жесткое ограничение максимальной мощности передатчика. Поэтому при выборе способов кодирования и модуляции сигнала необходимо решить две основные проблемы.

С одной стороны, скорость передачи в беспроводной сети должна быть как можно более высокой, чтобы конкурировать с проводными сетями и удовлетворять современным потребностям пользователей. Рост скорости передачи приводит к увеличению ширины спектра, что крайне нежелательно, поскольку частотный диапазон передачи ограничен.

С другой стороны, уровень полезного сигнала должен быть достаточно низким, чтобы не создавать помех другим устройствам в ISM-диапазоне. Таким образом, передаваемый сигнал должен быть едва различим на уровне шума, но в этом случае необходимо разработать алгоритм безошибочного выделения сигнала на уровне шума. Уменьшение мощности передаваемого сигнала достигается за счет использования технологии уширения спектра и «размазывания» сигнала по всему спектру.

Еще одна проблема -- это обеспечение должного уровня помехоустойчивости протокола.

К сожалению, одновременное выполнение всех перечисленных условий невозможно, поскольку они противоречат друг другу. Таким образом, выбор конкретного метода кодирования и модуляции сигнала -- это поиск золотой середины между требованиями высокой скорости, помехоустойчивости и ограничения по мощности передачи.

Последовательности Баркера. Скорости передачи 1 и 2 Мбит/с

Скорости передачи 1 и 2 Мбит/с, предусмотренные стандартом 802.11g в качестве обязательных скоростей соединения, применяются также и в стандартах 802.11b/b+. Для реализации этих скоростей соединения используются одни и те же технологии модуляции сигнала и уширения спектра DSSS методом прямой последовательности (DirectSequenceSpreadSpectrum, DSSS).

Основной принцип технологии уширения спектра (SpreadSpectrum, SS) заключается в том, чтобы от узкополосного спектра сигнала, возникающего при обычном потенциальном кодировании, перейти к широкополосному спектру, что позволит значительно повысить помехоустойчивость передаваемых данных.

При потенциальном кодировании информационные биты передаются прямоугольными импульсами напряжений длительности T. При этом ширина спектра сигнала обратно пропорциональна длительности импульса. Поэтому чем меньше длительность импульса, тем больший спектральный диапазон занимает такой сигнал.

Чтобы повысить помехоустойчивость передаваемого сигнала (то есть увеличить вероятность безошибочного распознавания сигнала), можно воспользоваться методом перехода к широкополосному сигналу, добавляя избыточность в исходный сигнал. Для этого в каждый передаваемый информационный бит встраивают определенный код, состоящий из последовательности так называемых чипов.

Информационный бит, представляемый прямоугольным импульсом, разбивается на последовательность более мелких импульсов-чипов. В результате спектр сигнала значительно расширяется, поскольку ширину спектра можно с достаточной степенью точности считать обратно пропорциональной длительности одного чипа. Такие кодовые последовательности часто называют шумоподобными кодами. Наряду с уширением спектра сигнала уменьшается и спектральная плотность энергии, так что энергия сигнала как бы размазывается по всему спектру, а результирующий сигнал становится шумоподобным, то есть его трудно отличить от естественного шума.

Возникает вопрос: для чего усложнять первоначальный сигнал, если в результате он становится неотличимым от шума? Дело в том, что кодовые последовательности чипов обладают уникальным свойством автокорреляции. При этом можно подобрать такую последовательность чипов, для которой функция автокорреляции, отражающая степень подобия функции самой себе через определенный временной интервал, будет иметь резко выраженный пик лишь для одного момента времени. Таким образом, функция будет подобна самой себе только для одного момента времени и совсем не похожа на самое себя для всех остальных моментов времени. Одна из наиболее известных таких последовательностей -- код Баркера длиной в 11 чипов. Код Баркера обладает наилучшими среди известных псевдослучайных последовательностей свойствами шумоподобности, что и обусловило его широкое применение. Для передачи единичного и нулевого символов сообщения используются соответственно прямая и инверсная последовательности Баркера.

В приемнике полученный сигнал умножается на код Баркера (вычисляется корреляционная функция сигнала), в результате чего он становится узкополосным, поэтому его фильтруют в узкой полосе частот, равной удвоенной скорости передачи. Наоборот: любая помеха, попадающая в полосу исходного широкополосного сигнала, после умножения на код Баркера становится широкополосной, а в узкую информационную полосу попадает лишь часть помехи -- по мощности примерно в 11 раз меньшая, чем помеха на входе приемника. Основной смысл применения кода Баркера заключается в том, чтобы гарантировать высокую степень достоверности принимаемой информации и при этом передавать сигнал практически на уровне помех.

Технология уширения спектра кодами Баркера используется для скорости передачи как 1, так и 2 Мбит/с. Различие этих двух режимов передачи заключается в методах модуляции сигнала.

При передаче данных на скорости 1 Мбит/с применяется двоичная относительная фазовая модуляция (DifferentialBinaryPhaseShiftKeying, DBPSK).

Напомним, что при фазовой модуляции для передачи логических нулей и единиц используют сигналы одной и той же частоты и амплитуды, но смещенные относительно друг друга по фазе. При относительной фазовой модуляции (также именуемой относительной фазовой манипуляцией) кодирование информации происходит за счет сдвига фазы относительно предыдущего состояния сигнала. При относительной двоичной фазовой модуляции изменение фазы сигнала может принимать всего два значения: 0 и 180°. Например, при передаче логического нуля фаза может не меняться (сдвиг равный 0), а при передаче логической единицы сдвиг фазы составляет 180°.

Учитывая, что ширина спектра прямоугольного импульса обратно пропорциональна его длительности (а точнее, 2/T), нетрудно посчитать, что при информационной скорости 1 Мбит/с скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера составит 115106 чип/с, а ширина спектра такого сигнала -- 22 МГц, так как длительность одного чипа составляет 1/11 мкс.

При передаче данных на скорости 2 Мбит/с, вместо двоичной относительной фазовой модуляции, используется квадратурная относительная фазовая модуляция (DifferentialQuadraturePhaseShiftKeying, DQPSK). Ее отличие от двоичной относительной фазовой модуляции заключается в том, что изменение фазы может принимать четыре различных значения: 0, 90, 180 и 270°.

Применение четырех возможных значений изменения фазы позволяет закодировать в одном дискретном состоянии (символе) последовательность двух информационных битов (так называемыйдибит), поскольку последовательность двух битов может иметь всего четыре различные комбинации: 00, 01, 10 и 11. Но это означает, что ровно в два раза повышается и скорость передачи данных, то есть битовая скорость в два раза выше символьной. Таким образом, при информационной скорости 2 Мбит/ссимвольная скорость составляет 15106 символов в секунду. Важно, что скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера будет равна, как и прежде, 115106 чип/с, а ширина спектра сигнала -- 22 МГц, то есть столько же, как и при скорости 1 Мбит/с.Так как в данной системе не будет вестись передача большого количества информации, а только числовые значения, то достаточно будет стандарт IEEE 802.11b. Рассмотрев возможные варианты микросхем, обеспечивающих модуляцию и кодировку была выбрана NRF24L01+.

Параметры NRF24L01+

Таблица 5.1

Radio ?? Worldwide 2.4GHz ISM band operation ?? 126 RF channels ?? Common RX and TX pins ?? GFSK modulation ?? 1 and 2Mbps air data rate ?? 1MHz non-overlapping channel spacing at 1Mbps ?? 2MHz non-overlapping channel spacing at 2Mbps	Радио ??Всемирная 2,4 ISM группа ?? 126 радиочастотных каналов ?? Общие входы/выходы приемника и передатчика ??GFSK модуляция ?? 1 и 2 Мбит/с скорости беспроводной передачи данных ??При скорости 1 Мбит разнос каналов составляет 1 МГц ??При скорости 2 Мбит разнос каналов составляет 2 МГц
* Transmitter ?? Programmable output power: 0, -6, -12 or -18dBm ?? 11.3mA at 0dBm output power	* Передатчик ?? Программируемая выходная мощность: 0 , -6, -12 или - 18 дБм ?? 11,3 мА при 0 дБм выходной мощности
* Receiver ?? Integrated channel filters ?? 12.3mA at 2Mbps ?? -82dBm sensitivity at 2Mbps ?? -85dBm sensitivity at 1Mbps ??Programmable LNA gain	* Приемник ?? Интегрированные канальные фильтры ?? 12,3 мА в 2 Мбит/с ?? - 82 дБм чувствительность при 2 Мбит/с ?? -85 дБм чувствительность при 1 Мбит/с ??Программируемый коэффициент усиления МШУ
* RF Synthesizer ?? Fully integrated synthesizer ?? No external loop filer, VCO varactor diode or resonator	* Синтезатор частот ?? Полностью интегрированный синтезатор ?? Отсутствие внешнего контура фильтров , ГУН варакторного диода или резонатора
* Enhanced ShockBurst™ ?? 1 to 32 bytes dynamic payload length ?? Automatic packet handling ?? Auto packet transaction handling ?? 6 data pipe MultiCeiver™ for 1:6 star networks	* Улучшенная ShockBurst ™ ??От 1 до 32 байт динамическая длина полезной информации ?? Автоматическая обработка пакетов ??Авто пакетные транзакции обработки ?? 6 канальный MultiCeiver ™ для 1:6 звездных сетей
*Power Management ?? Integrated voltage regulator ?? 1.9 to 3.6V supply range ?? Idle modes with fast start-up times for advanced power management ?? 22uA Standby-I mode, 900nA power down mode ?? Max 1.5ms start-up from power down mode ?? Max 130us start-up from standby-I mode	* Управление питанием ?? Встроенный регулятор напряжения ??От 1,9 до 3,6 В диапазон напряжений питания ?? В холостом режиме работает с быстрым запуском для расширенного управления питанием ?? 22 мкА в режиме ожидания, 900 нА в спящем состоянии (PowerDown режим) ?? Максимальная задержка при запуске из спящего режима (PowerDown): 1,5 мс ?? Максимальная задержка при запуске из режима ожидания - 130 мкс.
* Host Interface ?? 4-pin hardware SPI ?? Max 8Mbps ?? 3 separate 32 bytes TX and RX FIFOs ?? 5V tolerantinputs	* Интерфейс хоста ?? 4-контактный аппаратный SPI ?? Макс 8 Мбит/с ?? 3 отдельных 32 разрядных буферов FIFO в приёмнике и передатчике ?? 5 В входы
* Compact 20-pin 4x4mm QFN package	* Компактный 20-контактный корпус (4x4 мм QFN)

Рисунок 5.6 - Структурная схема NRF24L01+

Таблица 5.2

Вывод №	Имя	Функция вывода	Описание
1	CE	Цифровой вход	Включение режимов чтения записи
2	CSN	Цифровой вход	(SPI)выбор микросхемы
3	SCK	Цифровой вход	(SPI) тактовый сигнал
4	MOSI	Цифровой вход	(SPI) ввод информации
5	MISO	Цифровой выход	(SPI) вывод информации
6	IRQ	Цифровой выход	Вывод состояния уст-ва. Активный уровень - низкий
7	VDD	Питание	Вход для (+1,9В - +3,6В) постоянного напряжения
8	VSS	Питание	- масса (земля)
9	XC2	Аналоговый выход	Вывод с кристалла
10	XC1	Аналоговый вход	Вывод с кристалла
11	VDD_PA	Силовой выход	Для подачи доп. питания на периферию (+1,8В). Может быть подключен к антенным выходам.
12	ANT1	Антенный вход 1	Для подключения антенны
13	ANT2	Антенный вход 1	Для подключения антенны
14	VSS	Питание	- масса (земля)
15	VDD	Питание	Вход для (+1,9В - +3,6В) постоянного напряжения
16	IREF	Аналоговый вход	Опорный ток. Для подключения к земле через резистор 22 кОм.
17	VSS	Питание	- масса (земля)
18	VDD	Питание	Вход для (+1,9В - +3,6В) постоянного напряжения
19	DVDD	Силовой выход	Внутренний цифровой выход питания для дуплексной связи.
20	VSS	Питание	- масса (земля)

Рисунок 5.7 - Принципиальная схема NRF24L01+.

Для того чтобы синхронизировать модуль связи и ардуино, использовалась стандартная библиотека для NRF24L01+. Готовая программа представлена на листинге 3.

Листинг 3. Синхронизация с радиомодулем.

#include<SPI.h>

#include<Mirf.h>

#include<nRF24L01.h>

#include<MirfHardwareSpiDriver.h>

#define MAX_BUFF 32 //Буфер приёма-передачи

void setup(){

Serial.begin(9600);

Mirf.spi = &MirfHardwareSpi;

Mirf.init();

Mirf.setRADDR((byte *)"app2"); //здесь задаём адрес

Mirf.payload = MAX_BUFF; //Здесь задаём буфер

Mirf.channel = 10;

//Это канал приёма-передачи

Mirf.config();

Serial.println("Start..");

}

char buff[MAX_BUFF];

int c_count = 0;

void loop(){

int i;

//sending 

if (c_count = Serial.available()) {

if (c_count<= MAX_BUFF) {

for (i=0; i<c_count; i++) {

buff[i] = Serial.read();

}

} else {

for (i=0; i<MAX_BUFF; i++) {

buff[i] = Serial.read();

}

}

buff[i] = 0;

Mirf.setTADDR((byte *)"app1"); //Адрес!

Serial.print(">");

Mirf.send((uint8_t *)buff);

while(Mirf.isSending()){

}

Serial.println(buff);

}

delay(10);

//receiving 

if(Mirf.dataReady()) {

Mirf.getData((uint8_t *)buff);

Serial.print("<");

Serial.println(buff);

}

delay(100);

}

6. ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКОЕ ОБОСНОВАНИЕ

6.1 Концепция экономического обоснования разработки научно-технического продукта

Целью подраздела является постановка задачи и обоснование последовательности этапов проведения оценки экономической эффективности проекта.

Главной задачей даннойВКР, в соответствии с заданием на проектирование, является разработка многофункционального автомобильного радара. Актуальность данной разработки объясняется широким применением систем парковки и измерения дальности в составе электронных систем управления и обслуживания автомобилей.

Техническая эффективность разработки в первую очередь обусловлена использование высоконадежной элементной базы, которая позволяет создать запас электрической прочности для неизбежных ошибок при эксплуатации.

Так же создание демонстрационного стенда с различными техническими решениями для исследования характеристик системы, такими как использование различных фазовых детекторов и фильтрующих звеньев, позволяет не только наблюдать процессы, протекающие в системе, но и проследить влияние характеристик некоторых узлов на эти процессы.

6.2 Определение общей продолжительности работы по созданию научно-технического продукта

В подразделе приводится перечень и длительность отдельных этапов, которые обеспечивают создание продукта требуемого качества.

Работу над ВКР можно разделить на следующие этапы:

1) анализ специальной литературы, ознакомление с предметной областью, обоснование необходимости и актуальности разработки;

2) составление технического задания (ТЗ). На этой стадии формируется требование к продукту, обосновывается принципиальная возможность решения поставленной задачи, определение и согласование сроков разработки;

3) на данной стадии прорабатывается ТЗ и по итогам выбирается и разрабатывается структурная схема;

...