Проектирование ВИП с высокочастотным преобразователем

Размещено на http://www.allbest.ru/

Оглавление

Введение

Задание на курсовую работу

1. Схема ВИП и временные диаграммы

2. Исходные данные необходимые для расчета

3. Расчет параметров трансформатора двухтактного полномостового преобразователя

4. Расчет промежуточного высокочастотного трансформатора

5. Расчет параметров сглаживающего фильтра

6. Расчет загрузки транзисторов по току и напряжению и их выбор

7. Схема управления

8. Расчет загрузки диодов выпрямителя и выбор их

9. Расчет потерь и коэффициента мощности преобразователя

10. Расчет площади радиатора для транзистора, Sp

11. Оценка динамических показателей разомкнутой система ДППН

Вывод



Введение

ВИП - это устройство, предназначенное для преобразования входной электроэнергии переменного или постоянного напряжения при заданном качестве электроэнергии на его выходе. Система вторичного электропитания - это совокупность функционально связанных источников, или одного ВИП, устройств управления, коммутации, распределения, защиты, контроля и сигнализации, обеспечивающая необходимое для цепей нагрузки питающее напряжение с требуемыми параметрами.

Как правило, ВИП представляет собою замкнутую по напряжению систему для обеспечения требуемого уровня стабилизации выходного напряжения. Также устройства с обратной связью по напряжению часто называются стабилизаторами напряжения.



Задание на курсовую работу

В курсовой работе используется ВИП с высокочастотным преобразователем. Структурная схема ВИП с входом и выходом на постоянном напряжении, содержащая высокочастотный преобразователь П, изображена на рис.1. Основным узлом здесь является высокочастотный преобразователь П, преобразующий постоянное напряжение в переменное, выпрямитель В и выходной сглаживающий фильтр СФ2.

Для стабилизации выходного напряжения можно использовать регуляторы РПН1 и РПН2, установленные во входной или выходной цепях.

Фильтр СФ1 является входным и защищает источник питания от импульсной помехи, возникающей от работы П.

Рисунок 1 - ВИП с высокочастотным преобразователем



1. Схема ВИП и временные диаграммы

Для структурной схемы ВИП с высокочастотным преобразователем используем двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по полномостовой схеме, изображенной на рис.2.

Рисунок 2 - Двухтактный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение, выполненный по полномостовой схеме

Временные диаграммы представлены на рис.3.

Обозначения, принятые на рисунке 3:

а, б, в, г-импульсы управления транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4, соответственно;

д- напряжение вторичной обмотки трансформатора;

е-напряжение на выходе выпрямителя.



Рисунок 3 - Временные диаграммы, поясняющие широтный способ управления полномостового преобразователя, реализуемый путем регулирования ширины импульсов управления только двух транзисторов (VT2 и VT3) при постоянной скважности импульсов управления двух других транзисторов (VT3 и VT4)

Исходные данные, необходимые для расчета:

Напряжение нагрузки, UнгN = 48 В;

Ток нагрузки , I нгN =5 A;

Допустимое отклонение напряжения нагрузки , ±Д Uнг% = 0,1 %;

Напряжение входной сети , UвхN = 27 В;

Допустимое отклонение напряжения входной сети ±ДUвх = 10,0%;

Требуемый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки , kп2 = 0,05;

Температура окружающей среды Иср.=+30°C.

Учитывая, что напряжение нагрузки 48В целесообразно выполнить неуправляемый выпрямитель, подключаемый ко вторичной обмотке трансформатора, по однофазной двухполупериодной схеме, так как это показано на рисунке 29,а. Поскольку ток нагрузки в этой схеме проходит только через один диод потери мощности на диодах выпрямителя в этой схеме будут в два раза меньше, чем в мостовой схеме выпрямления.

Благодаря этому коэффициент полезного действия ДППНII при низком значении напряжения нагрузки будет выше, чем при применении для этих же целей однофазной мостовой схемы выпрямления.

2. Расчет параметров трансформатора двухтактного полномостового преобразователя

Для определения коэффициента трансформации трансформатора, kтр, зададимся максимальным коэффициентом скважности гmax = 0,9 .

Это значение г будет при минимальном входном напряжении, Uвх.min:

Uвх.min = Uвх N (1- ДUвх % /100 ) = 27(1-0,1) = 24,3 В

и номинальном токе нагрузки Iнг = 5А.

Определим требуемую величину коэффициента трансформации трансформатора, kтр=W1/W2:

kтр = (Uвх. min - 2ДUкэ.нас)*гmax /[UнгN + ДURL + (ДUтр + ДUв.пр) *гmax],

где ДUтр - падение напряжения на обмотках трансформатора, приведенное к вторичной обмотке.

Можно рекомендовать задаваться величиной

ДUтр =(0,01-0,02)*Uнг.N



Примем ДUтр =0,02*Uнг.N=0,01*48=0,48В.

ДUв.пр-падение напряжения на открытом диоде.

Примем ДUв.пр=1В.

ДURL-падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя сглаживающего фильтра. Можно рекомендовать задаваться величиной

ДURL =(0,01-0,02)*Uнг.N

Примем ДURL=0,02*48=0,96В.

ДUкэ.нас-падение напряжения на открытом транзисторе. Зададимся величиной ДUкэ.нас=1В.

kтр =(24,3-2*1)*0,9 / [48 + 0,96 + (0,48 + 1,0)* 0,9] = 0,4

Определим амплитудное значение напряжения вторичной обмотки трансформатора при номинальном значении входного напряжения,

Uвх N = 27 В:

U2m N =(Uвх N - 2 *ДUкэ.нас) / kтр = (27 - 2*1 )/ 0,4 = 62,5 В.

Номинальное значение коэффициента скважности, гN, определим из соотношения:

(U2m N - ДUтр - ДUв пр.) *гN = UнгN + ДURL;

гN = (48 + 0,96) /( 62,5 - 0,48 - 1,0) = 48,96/ 61,02= 0,8,

Определим минимальный коэффициент скважности, гmin:

гmin =(UнгN + ДURL) /(U2m max-ДUтр -ДUв.пр. )= 48,96 / (69,25-0,48 - 1) = 0,722, где U2m max - максимальное значение амплитуды напряжения вторичной обмотки трансформатора, U2m max =(Uвхmax-2*ДUкэ.нас) /kтр =(27*(1 + 0,1) - 2)/0,4 = 69,25 В.

Далее определим действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора в номинальном режиме, U2N

U2N =(4/р*?2)*U2m N *sin(р*гN / 2) = 4/(р*?2)*62,5*0,951 = 53,54 В.

Действующее значение напряжения первичной обмотки трансформатора

U1N = U2N * kтр = 53,54 * 0,4 = 21,416 В.

Это же напряжение может быть определено через входное напряжение

Uвх N и гN:

U1N = 4 / (р*?2) * (UвхN-2*ДUкэнас) * sin(р*гN /2) = (4*/(р*?2)*25*0,951=21,414В.

Рассчитанные значения U1N одинаковы, что свидетельствует о точности выполненных расчетов.

Определим действующие значения токов первичной и вторичной обмоток.

Действующее значение тока вторичных обмоток трансформатора, I2N

I2N = (I2 / Id)* IнгN = 0,707*5 = 3,535 А.

I2/Id=0,707- для однофазного двухполупериодного выпрямителя при наличии индуктивности в цепи нагрузки [1].

Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора, I1N :

I1N = (I1 / Id)* IнгN / kтр = 1*5 / 0,4 = 12,5 А.

I1 / Id=1- для однофазного двухполупериодного выпрямителя при наличии индуктивности в цепи нагрузки.

4. Расчет промежуточного высокочастотного трансформатора

Определим расчетную мощностью трансформатора, Sт:

Sт=(U1N *I1N + 2U2N * I2N) / 2 = (21.416*12,5 + 2*53,54*3,535)/2 = 323,1139 Вт.

Принимаем для расчета трансформатора мощность Sт =324 Вт.

Исходные данные, необходимые для расчета трансформатора.

Расчетная мощность трансформатора, Sт =324 Вт;

Напряжение первичной обмотки, U1N = 21,416 В;

Ток первичной обмотки, I1N = 12,5 А;

Напряжение вторичной обмотки, U2N = 53,54 В;

Ток вторичной обмотки, I2N = 3,535 А;

Частота, fр = 5000 Гц.

Поскольку частота fр = 5000 Гц применение обычных электротехнических cталей для сердечника магнитопровода трансформатора не целесообразно, ввиду значительных удельных потерь этих сталей на частотах выше 50 Гц.

Поэтому в качестве материала сердечника магнитопровода примем магнитомягкий материал пермалой марки 79 HM с толщиной ленты 0,05 мм. Удельные потери такого материала на частоте f = 5000 Гц и при величине индукции 0,5 Т составляют не более 6 Вт /кг [8].

Таблица 1 - Габаритные размеры тороидальных сердечников, выполненных из сплава 79 НМ

Рисунок 4 - Тороидальный сердечник



Толщина ленты, которой намотаны сердечники, 0,05мм.

lср.- средняя длина магнитной силовой линии сердечника.

Sc-активная площадь сечения сердечника.

Определим сечение сердечника трансформатора, Sc

Sc = C ?[ Sc*б*102/(f*B*j)], см2;

Коэффициент С=0,5. Принимаем остальные параметры равными:

б =2ч4 ; f=5000 Гц ; В=0,5 Т ; j=2,5 А/мм2;

Sc = 0,5*v(324* 2,5 *10-2 / 5000*0,5*2,5)=0,001296м2=0,1296 см2.

Выбираем 4 сердечника под №3 из таблицы 2.

Площадь окна сердечника, Sок = (р /4)*d2=(р /4)*282=615,44 см2

Площадь сердечника магнитопровода одного сердечника с учетом коэффициента заполнения приведена в таблице 2, Sc=0,5см2.

При укладке сердечников друг на друга получим суммарное сечение магнитопровода Sc = 2*0,3=1,5 см2

Определим число витков первичной обмотки, W1:

W1 = U1/(4*B*Sc*f)=21,416*104/(4*0,5*1,5*5000)=14,28 витков.

Принимаем W1=15 витков.

Число витков вторичной обмотки,W2:

W2 = W1/kтр = 15/0,4= 37,5 витков.

Принимаем W2 =38 витков.

Уточним величину коэффициента трансформации:

kтр = W1/W2 = 15/38 = 0.4.

Сечение провода первичной обмотки, q1:

q1 = I1N/j = 12,5/2,5 = 5 мм2.

Сечение провода вторичной обмотки, q2:

q2 = I2N/ j = 3,535/2,5 = 1,414 мм2.

Провода для обмоток выбираем по справочным данным.

Для вторичной обмотки берем 2 провода сечением 0,7854 мм2 и наматываем ими обмотку в параллель. Таким образом, реальное значение q2= 1,5708 мм2.

Для первичной обмотки берем 5 проводов сечением 0,9852 мм2 и наматываем ими обмотку в параллель. Реальное значение q1= 0,5809*5 = 4,926 мм2.

Определим коэффициент заполнения окна трансформатора. Учтем при этом, что трансформатор содержит две вторичные обмотки.

kзап.=(q1*W1+q2*W2)/Sок=(4,926*15+1,5708*38)/ 615,44 =0,2.

Коэффициент заполнения окна трансформатора с тороидальным сердечником не должен превышать 0,2, т.е. kзап?0,2. Рассчитанный трансформатор удовлетворяет этому требованию.

Следовательно, трансформатор может быть выполнен.

Определим в первом приближении активное сопротивление обмоток трансформатора, приведенное к вторичной обмотке:

Rтр =[kRL*Ud*10-3/(Id*f*Bm)]*4v[(fc*Bm)/(Ud*Id)];

Rтр =[6,5*103*27*10-3)/(5*5000*0,5)]* 4v[(5000*0,5)/(27*5)] =29,12*10-3 Ом.

Электрические потери в обмотках трансформатора:

ДРэл.тр = I2d*Rтр = 52*29,12*10-3 = 0,728 Вт.

Потери в магнитопроводе трансформатора:

ДРм.тр = Руд*m = 6*(4*0,0441) = 1,0584 Вт,

где: Руд - удельные потери пермаллоя, m- масса сердечника магнитопровода, кг.

Суммарные потери в трансформаторе Ртр= Рэл.тр+ Рм.тр=0,728+1,0584=1,7864Вт



5. Расчет параметров сглаживающего фильтра

Определим значения коэффициента пульсаций выпрямленного напряжения на входе фильтра, kп1,для двух значений коэффициента скважности гmin и гmax

kп1 = [2/(г*р)]*sin(г*р).

При г = гmin, коэффициент пульсаций на входе фильтра

kп1= [2/(р*0,722)]*sin(0,722*р) = 0,675.

При г = гmax, коэффициент пульсаций на входе фильтра

kп1= [2/(р*0,9)]* sin(0,9*р) = 0,218.

Для расчета параметров сглаживающего фильтра принимаем значение kп1= 0,675.

Индуктивность сглаживающего фильтра рассчитаем по формуле (63):

Lmin>Uнг*(1-гmin )/(2*Iнг* fп).

fп=2*f=2*5000=10000Гц.

Lmin>48*(1-0,722)/(2*5*10000)=133,44*10-6Гн=133,44 мкГн.

По справочным данным, приведенным в таблице 35, выбираем 14 дросселей типа SRP1270-100M и включаем их последовательно. Параметры дросселя SRP1270-100M:

- индуктивность, L=10 мкГн;

-допустимое действующее значение тока обмотки, 10А;

-активное сопротивление обмотки, RL=16,8*10-3Ом.

Результирующие параметры 14 последовательно соединенных дросселей:

-индуктивность, Lф=140*10-6 Гн;

-допустимое действующее значение тока обмотки, Iд.з.=10А;

-активное сопротивление обмотки, RL=235,2*10-3Ом.

Емкость конденсатора Сфопределяется с учетом требований по пульсациям выпрямленного напряжения Uп2.

Uп2 = kп2*Uнг;

Uп2=kп2*Uнг=0,05*48=2,4В

Сф=IL1m/(4*р*Uп2* fп)=Uнг*(1- гmin)/(8*L*Uп2* f2п). (66)

Сф=Uнг*(1-гmin) / (8*L*Uп2*f2п)=48*(1-0,722)/(8*140*10-6*2,4*100002)=50*10-6Ф=50 мкФ.

Выбираем по справочнику конденсатор, емкость которого не менее 50мкФ, рабочее напряжение не менее (2*Uнг.N)?96 В, а величина допустимого действующего значения тока переменной составляющей Iпер.д.з. не менее действующего значения переменной составляющей тока фильтра ДILд.з.= ДIL/?12 [4].

Величину ДIL=ДIC определим по формуле:

ДIL=ДIC=ILmax- ILmin=[(Uвх.max/*kтр)-Uнг]* гmin /(4*L* fп).

ДIL=[(1,1*27/0,4)-48]*0,722/(4*140*10-6*10000)=3,38 А.

ДILд.з.= ДIL/?12=3,38/3,46=0,98 А.

Перечисленным выше требованиям удовлетворяет конденсатор фирмы Jamicon (смотри таблицу 29) , параметры которого:

-номинальная емкость, СN=68 мкФ;

-номинальное напряжение, UN=100 В;

-ESR=286*10-6Ом.

-допустимое максимальное значение переменной составляющей тока Iпер.max=0,53А.

Допустимое действующее значение Iпер.д.з.= 0,53/1,41=0,38А.

Это значение меньше того значения, которое будет протекать через конденсатор фильтра при его работе, ДILд.з=0,98А.

Определим коэффициент пульсаций напряжения нагрузки, kп2, который будет при выбранных параметрах фильтра.

Падение напряжения на полном сопротивлении конденсатора фильтра.

Uп2= ДILm*?(хс2+ESR2)=0,98*1,41*v0,01442+(286*10-6)2=0,02В.

kп2= Uп2/Uнг=2,4/48=0,05.

Заданием на проект величина kп2 определена равной 0,05.

Параметры фильтра удовлетворяют требованию задания по уровню подавления пульсаций выпрямленного напряжения.

Проверка фильтра на резонанс:

щск = 1/v( Lф*Cф)<0,5*щп;

щск = 1/v(140*10-6 *68*10-6) =10249с-1.

10249 с-1<31400 с-1.

Параметры фильтра удовлетворяют требованию отсутствия резонанса.

6. Расчет загрузки транзисторов по току и напряжению и их выбор

Максимальное амплитудное значение тока вторичной обмотки трансформатора I2mmax = Iнг.N+ ДIL/2 = 5+3,38/2 = 6,69А.

Максимальное амплитудное значение тока первичной обмотки трансформатора I1mmax = I2mmax/kтр = 6,69/0,4 = 16,725 А.

Максимальный коллекторный ток транзистора Iк m max = I1m max =16,725А.

Среднее значение тока транзистора Ivт ср= Iк m max* г max=16.725*0,9=15,0525А.

Максимальное напряжение на коллекторе транзистора, Uкэ, равно напряжению Uвх.max = 29,7В.

Транзисторы выбираем с учетом коэффициентов запаса по току и напряжению:

kз.т. = 2; и kз.н. = 2.

Выбираем 4 полевых транзистора КП954В (смотри таблицу 24). Параметры этих транзисторов:

-максимальный ток стока, Ic.max = 20А;

-напряжение сток-исток, Uс-u = 60 В;

-напряжение насыщения, Ucu нас. = 0,25 В;

-время включения, tвкл = 50 нс;

-время выключения, tвыкл= 50 нс;

-максимальная рассеиваемая мощность, Ррасс. max = 40 Вт;

-тип корпуса, ТО - 220.

Отметим, что падение напряжения на открытом транзисторе несколько меньше принятого ранее значения Ucu нас. = 1,0 В. Проводить уточнение расчета не требуется.

Для управления этими транзисторами выбираем 2 драйвера IR21091 (смотри таблицу 18), основные параметры которых:

-рабочее напряжение, UN=600В;

-максимальный выходной ток, Iвых. max=120 мА;

-максимальный втекающий ток, Iвт. max= 250 мА;

-напряжение питания, Uп= 10-25 В;

-минимальное выходное напряжение, Uвых. min = 20В;

-максимальное выходное напряжение, Uвых. max = 20В;

-задержка выходного сигнала, tз= 60нс;

- тип корпуса, SOIC - 14.

Силовая схема вместе со схемой управления (D3), выполненной на базе универсальной микросхемы 1114ЕУ3, и драйверами (D1 иD2) для связи выходов схемы управления с цепями управления транзисторов силовой схемы, приведены на рисунке 31.

Каждый из этих драйверов (D1 и D2) предназначен для управления двумя транзисторами одного плеча - верхнего и нижнего транзистора. Импульсы управления на входные цепи драйверов (HIN и LIN) поступают от системы управления (D3). Поскольку в однофазной мостовой схеме одновременно проводят ток два транзистора, расположенные по диагонали моста (VT1 c VT2 или VT3 c VT4), входные цепи HIN первого драйвера (D1) и LIN второго драйвера (D2) объединены, также объединены HIN второго драйвера и LIN первого драйвера.

На этой схеме показана также цепь заведения обратной связи по напряжению в схему управления. На схеме не показаны источники питания драйверов. Выбор источников питания для драйверов следует провести с учетом рекомендации по источникам питания драйверов, которые содержатся в разделе 10.1.

7. Схема управления

В качестве схемы управления используем универсальную микросхему К1114ЕУ3 (рисунок 5). Микросхема представляет собой схему управления импульсными источниками питания на коммутируемые мощности 8…10Вт. Микросхема выполняет следующие функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного выхода, защиту от сквозных токов, усиление сигнала датчика тока или напряжения, обеспечение « запуска». Корпус типа 4112.16-15.01, масса не более 1,4г.

Обозначения элементов микросхемы К1114ЕУ3, (рисунок5):

1-генератор пилообразного напряжения;

2-компаратор паузы;

3-компаратор ШИМ;

4,7-ОУ- операционные усилители;

5,6…11-логические элементы;

6-триггер;

12-ИОН- источник опорного напряжения;

G-источник смещения компаратора.

Рисунок 5 - Функциональная схема универсальной микросхемы К1114ЕУ3

Назначение выводов:

1-опорное напряжение;

2,5-инвертирующие входы;

3,4-неинвертирующие входы;

6- частотная коррекция;

7-регулировка паузы;

8-выод задания частоты (С);

9 -вывод задания частоты (R);

10-коллектор VT1;

11-эмиттер VT1;

12-эмиттер VT2;

13-коллектор VT2;

14-напряжение питания;

15-общий;

16-блокировка фазорасщепителя.

Схема включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3

Рисунок 6 - Схему включения универсальной микросхемы К1114ЕУ3

R1=R3=3…100кОм; R2=0…1кОм; R4=0…3кОм; R5,R7-определяются значениями Uвх, Iвых; R6=1…10кОм; R8…R10, R12=3…30кОм; R11=10кОм…1Мом;

С1=С3=0.1…10мкФ; С2=510пФ…0.22мкФ.

Тип резисторов : С1-4

Тип конденсаторов : К50-24.

Тип диодов: 2Д201А.



Электрические параметры микросхемы

Таблица 2

1.Напряжение питания	9…36В
2.Опорное напряжение при U	4.7…5.3B
3. Остаточное напряжение при	Не более 1,5В
4.Ток закрытой микросхемы при	Не более 50мкА
5. Ток потребления при	Не более 15мА
6.Температурный коэффициент опорного напряжения	Не более 0,01%С
7.Нестабильность по напряжению ИОП при	Не более 0,05%
8.Длительность фронта (среза) импульса выходного тока	Не более 200нс

Предельно допустимые режимы эксплуатации микросхемы К1114ЕУ3:

Таблица 3

1.Напряжение питания в предельном режиме	9…36В 7…38В
2.Входное коммутирующее напряжение в предельном режиме	2…40В 1…42В
3.Входной ток в предельном режиме	Не более 200мА Не более 250мА
4. Рассеиваемая мощность	Не более 0,8Вт
5.Частота коммутации в предельном режиме	4…400кГц 0,1…500кГц
6.Температура окружающей среды	-10…+100

Допускается подключение нагрузки в цепь коллектора или эмиттера выходных транзисторов. При включении нагрузки в цепь эмиттера выходных транзисторов остаточное напряжение не превышает 3В при Iвых=200мА. Допускается параллельная работа выходных транзисторов на общую нагрузку. Для осуществления синхронной работы выходных транзисторов и увеличения выходного тока до 0,4А необходимо соединить вывод 16 с общей шиной. Допускается использовать источник опорного напряжения в качестве маломощного стабилизатора фиксированного напряжения с выходным током до 5мА. Допускается изменение коэффициентов усиления и частотная коррекция усилителей с помощью резисторов и конденсаторов, включаемых между выходом усилителей (вывод 6) и их входами (выводы 4,5 и 2,3) по схемам, отличающихся от основной схемы включения. При этом вытекающий и выходной ток усилителей не должен превышать 1мА, а втекающий выходной ток усилителей не должен превышать 0,3мА. Напряжения на выводах 4,5 и 2,3 должны находиться в пределах 0…5 В. Суммарная емкость радиокомпонентов и монтажа, подключенных к выходным транзисторам микросхемы, не должна превышать 510пФ.

Частота генератора пилообразного напряжения определяется по формуле:

,

где R1,C2-резистор и конденсатор задания частоты.

Допускается монтаж микросхемы в аппаратуру 2 раза, демонтаж 1 раз. Допустимое значение статического потенциала 500В.

Расчет и выбор элементов схемы управления

f=1/(0,666*3*103*0,01*10-6)=50000Гц;

С1=10мкФ; R3=100кОм;

R1=12,5кОм; R4=2кОм;

C2=0,01мкФ; R6=5кОм;

C3=5мкФ; R8=R9=R10=R12=15кОм

R2=0,5кОм; R11=500кОм;

R5=R7=Uвх/Iзатв.=12/0,01=1,2кОм.

При подключении микросхемы к цепи управления транзистора преобразователя необходимо выход 2 (вывод 13) подключить к базе транзистора, а общую шину питания (вывод 15) подключить к эмиттеру транзистора.

8. Расчет загрузки диодов выпрямителя и выбор их

Среднее значение тока диода IVD.ср=Iнг*0,5=5*0,5=2,5А.

Обратное напряжение на диодах выпрямителя равно напряжению нагрузки Uнг=48В.

Выбираем диоды с учетом коэффициентов запаса по току kз.т=2 и напряжению kз.н=2.

IVDN?2,5 А и Uв.обр.max?48В.

По справочным данным (таблица 20) выбираем четыре диода MBR760/ Taw, параметры которых: Iв.ср.N=7,5А ;Uв.обр.max=60В; ДUв.пр=0,57В.

Отметим, принятое ранее падение напряжения на открытом диоде равно 1В. Реальное падение напряжения на открытом диоде несколько меньше.

Уточнение расчета проводить не следует.

9. Расчет потерь и коэффициента мощности преобразователя

Выше были определены потери мощности трансформатора, ДРтр= ДРэл.тр+ДРм.тр=0,728+1,0584=1,7864Вт;

Потери мощности на активном сопротивлении обмотки дросселя

ДРдр=I2нг*RL=52*235,2*10-3=0,00588Вт.

Потери мощности в транзисторах включают две составляющие:

Потери на транзисторе имеют две составляющие - статические потери,

ДРvт ст, и динамические, ДРvт дин.

-статические потери ДРvт ст= ДUкэ нас * Ivт ср = 0,7*2,448 =1,71Вт.

-динамические потери ДРvт.дин.=Uвх*Ivт.ср*fр*(tвкл+tвыкл)/2 = 27*3,74*5000*(50+50)*10-9/2=0,0252Вт

Суммарные потери мощности на одном транзисторе ДРvт=1,7352Вт, а на двух последовательно включенных транзисторах ?ДРvт =2*1,836=3,4704Вт.

Потери мощности на диодах выпрямителя

ДРVD= IVD.ср* ДUв.пр=2,5*0,57=1,425Вт.

Итак, суммарные потери мощности на элементах схемы преобразователя

?ДРп= ДРтр+ ДРдр+?ДРvт+ ДРVD=1,7864 +0,00588+ 3,4704+1,425=6,688 Вт.

Коэффициент полезного действия преобразователя

з=Рнг/(Рнг+?ДРп)=5*48/(5*48+6,688)=0,97.

Определим площадь радиатора, необходимого для отвода тепла, выделяемого транзистором при его работе.

10. Расчет площади радиатора для транзистора, Sp

Sp> 1000 /(Rр.с*ут), (33)

где Sp- площадь радиатора;

ут - коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую среду;

Rр.с- тепловое сопротивление радиатор - окружающая среда;

Rр.с<<Rт - Rп.к- Rк.р; (34)

Rт - суммарное тепловое сопротивление;

Rп.к= 0,3 єС / Вт - тепловое сопротивление р-n переход - корпус транзистора ( из справочных данных транзистора);

Rк.=0,33 єС / Вт - тепловое сопротивление корпус-радиатор;

Rт <(Ип.доп - Иср) / Pvт;

Ип.доп - допустимая температура перехода транзистора ;

Иср - температура окружающей среды (указана в задании на проектирование);

Rт < (125 - 30) / 15,14 = 6,27 єС / Вт;

Rр.с<< 6,27 - 0,3 - 0,33 = 5,64 єС / Вт;

Sp> 1000 / (5,64*1,5) = 118,20 см2..

Площадь радиатора следует выбирать с запасом не менее чем в 1,5-2 раза. Форма пластинчатого радиатора приведена на рисунке 49. Для приведенного здесь примера примем площадь радиатора равной 230 см2.

трансформатор преобразователь диод выпрямитель

11. Оценка динамических показателей разомкнутой система ДППН

Оценим динамические показатели силовой схемы спроектированного двухтактного полномостового преобразователя по методике, изложенной в разделе 1.6.

Рассчитанные ранее параметры:

Lф=140*10-6 Гн, Сф=68*10-6 Ф, Iнг.N=5А,

Rсх= Rтр+RL=1,7864+0,2352=2,0216 Ом.

Зададимся величиной:

Iнг.min = 0,2*I нг.N.=0,2*5=1 А.

Частота собственных колебаний сглаживающего фильтра определена выше, щск = 10249 с-1.

Следовательно, tп ? р/ щск = 3,14/10249 = 3,06 * 10 -4 с.

б = 0,5*[Rcx/ Lф - Iнг.min/ (Uвх.N* Сф)] = 0,5*[(2,0216/140*10-6-1/(27*68*10-6) = 3932190.

у = [?((Lф/Сф)*(Iнг.N - Iнг.min))* е (-рб/2щ )]/ Uнг.N=[v((149*10-6/68*10-6)*( 5- 1))* е (-рб/2щ )]/ 48 = [v(8,765 )* е-0,16)]/48 = 0,057.



Рисунок 7 - Силовая схема и схема системы управления ДППН 2



Вывод

В курсовой работе был рассчитан ВИП с высокочастотным преобразователем. КПД преобразователя составило 97%. Суммарные потери мощности на элементах схемы преобразователя составили 6,688 Вт.

Размещено на Allbest.ru

...