АЧХ .(29)

При < 0,71 характеристика К() имеет максимум. С уменьшением кривые вытягиваются вверх, причем максимум постепенно стремится к вертикальной прямой, проходящей через точку = ₀ = 1/T.

Рис.81Рис.82

ФЧХ - , (см.рис.83) (30)



При = 0 фазовый сдвиг = 0; при , . Все ФЧХ проходят через точку (₀, 0,5); в окрестности этой точки они идут тем круче, чем меньше .

Для контуров используемых в радиотехнике , обычно весьма мало, а ₀ - велико и контур имеет высокую избирательность. В автоматике = (0,5 1,5), добротность низкая и избирательные свойства контуров не используются.

Рис.83

Переходная характеристика в зависимости от величины имеет колебательно-затухающий характер ( < 1) или апериодический ( > 1).

При этом для < 1

,(31)

где

а для > 1,

где .

График приведен на рис.84 для К = 1 в функции отношение t/T.

Рис.84Рис.85

Пример. Последовательный колебательный контур (рис.85) представляет собою звено второго порядка (при выполнении условий независимости и однонаправленности).

Вводя обозначения LC = T² = 1/²₀ (не путать Т с периодом собственных колебаний t = 2T) CR = 2T. Здесь = CR/2T = R/ = 1/2Q относительный коэффициент затухания (не путать с коэффициентом затухания = /Т и затуханием d = 1/Q) = (L/C)^0,5 характеристическое сопротивление контура; Q = /R - добротность.

Следовательно .

Постоянная времени колебательного контура t = 1/ = T/, где = R/2L - коэффициент затухания и характеризует интенсивность спада огибающей переходной характеристики (эта огибающая достигает установившегося значения через время t = 3, что ясно из формулы для h(t), где в показателе степени при экспоненциальной функции стоит коэффициент /T = = 1/).

Аналогичную передаточную функцию имеет и RC-ФНЧ (его схема и обозначение на чертежах приведено на рис.86).



Рис.86

Записывая уравнения Кирхгофа в операторной форме, составляя отношение изображений выходного напряжения ко входному и приводя к стандартному виду звена второго порядка, получаем:

,

; и ,

где характеризует связь между ячейками фильтра. При . Так как всегда , то двух ячеечный фильтр имеет > 1.

Интегрирующее звено

Интегрирующее звено характеризуется передаточной функцией W(P) = K/p, т.к. интегрированию оригинала соответствует деление изображения на р, то можно записать

,(32)

здесь К - коэффициент передачи звена с размерностью 1/сек.

Комплексный коэффициент передачи имеет вид

.(33)

Такое звено описывается:

АФЧ которая совпадает с отрицательной мнимой полуосью (рис.87,а).

АЧХ - гипербола с асимптотами К = 0; = 0 (рис.87,б).

ФЧХ () = 0,5, т.е. фазовый сдвиг постоянен и равен - 90⁰ для всех частот (рис.87,в).

Рис.87

Переходная характеристика (см. рис.87,г) h(t) = Kt - прямая проходящая через начала координат с угловым коэффициентом K = tg (т.е. при постоянной входной величине Х₀ происходит линейное нарастание выходной величины:

).

Импульсная переходная характеристика (рис.88) g(t) = K постоянная величина для t 0 (g(t) = 0 при t < 0).

Рис.88

Пример. Инерционное звено приближенно при некоторых условиях имеет характеристики, близкие к характеристикам интегрирующего звена. При подаче на вход такого звена ступенчатого сигнала величиной Х₀ выходная величина меняется по экспоненте

y = KX₀(1 - e^-t/T).

Разлагая экспоненту в ряд и ограничиваясь двумя членами разложения, получаем:

e^-t/T 1 t/T,y(t) KX₀t/T = K_иX₀t,

где K_и = K/T коэффициент передачи, причем приближенное равенство справедливо для t << T.

Инерционное звено можно приближенно считать интегрирующим при условии, что режим в инерционном звене будет далек от установившегося. Это происходит, когда сигналы на входе изменяются достаточно быстро по сравнению с величиной, обратной постоянной времени Т, а для ступенчатых сигналов - когда время наблюдения t << T.

Именно в указанном смысле инерционное звено иногда называют интегрирующей цепью или интегрирующим фильтром.

Условие t << T эквивалентно пренебрежению единицей в знаменателе передаточной функции инерционного звена:

W(p) = K/(Tp + 1) K/Tp = K_и/p.

Дифференцирующие и форсирующие звенья

Дифференцирующие и форсирующие звенья - характеризуются соответственно следующими передаточными функциями:

. (34)

Выходные и входные сигналы в них связаны следующими равенствами:

. (35)

В практически осуществимых звеньях эти передаточные функции получаются только в результате идеализации реальных процессов. Поэтому звенья с такими характеристиками являются идеализированными и имеют вид.

Комплексные коэффициенты передачи для таких звеньев будут равны соответственно

;

АФХ их см.рис.89

Рис.89

АЧХ и ФЧХ приведены на рис.90



Рис.90

Переходные характеристика представляют собой

h(t) = k (t); h(t) = k[(t)+1]; (36)

- -функция увеличенная в k раз; сумма единицы и - функции

увеличенные в k раз.

Пример. 1. Реальное дифференцирующее звено - например, RC- фильтр верхних частот или дифференцирующая цепочка в импульсной техники (рис.91,а).

Операторное сопротивление такой цепочки позволяет определить

,

но т.к. и

Рис.91

получаем передаточную функцию:

где T = RC.

Комплексный коэффициент передачи имеет вид

АФХ реального звена (RC-фильтра) будет полуокружность единичного радиуса, расположенная в первом квадранте (рис.92).

Звено дает опережение по фазе, убывающее с ростом частоты от /2 до нуля. С ростом частоты выходной сигнал увеличивается, стремясь к U_вх(К 1) поскольку сопротивление X_c 0 с ростом .

Рис.92Рис.93

Характеристики звена приближаются к характеристикам идеального дифференцирующего звена в области нижних частот. Это приближение тем больше, чем меньше постоянная времени Т. Следовательно «дифференцирование» осуществляется тем точнее, чем «длительнее» входные сигналы по сравнению с Т. Последнее замечание подтверждается также видом переходной характеристики, которая представляет собой скачок и спадающую экспоненту с постоянной времени Т (рис.93).

Пример 2. Реальное фокусирующее звено - последовательное соединение сопротивления r с параллельно соединенными конденсатором С и сопротивлением (рис.94).

В такой схеме

,

Рис.94

Следовательно, откуда:

АЧХ (рис.95,а)®;

ФЧХ (рис.95,б)®

абс

Рис.95

Переходная характеристика (рис.95,с), а передаточная функция

.

Звено можно считать состоящим из: идеального форсирующего и инерционного. АФХ такого звена имеет вид приведенный на рис.96.

Рис.96

Как видим из графиков характеристики звена приближаются к характеристикам идеального форсирующего звена в области НЧ. Различие между характеристиками тем слабее, чем меньше и, следовательно, чем меньше К_ф (при заданном Т). Поэтому приближение будет тем лучше, чем меньше коэффициент передачи.

Кроме перечисленных характеристик для ДЗ часто применяют еще логарифмические амплитудные и фазовые характеристики в которых:

ЛАХ - это АЧХ, построенная в логарифмическом масштабе (по оси абсцисс откладывается логарифм частоты либо частота на логарифмической сетке; по оси ординат - отношение амплитуд К() в децибелах:

_.

ЛФХ - это ФЧХ, в которой частоты откладываются в логарифмическом масштабе (или на логарифмической координатной сетке), а фаза имеет обычный (линейный масштаб).



2.4 Системы радиоавтоматики

К системам РА, решаемым типовые задачи относятся:

системы автоматического слежения за частотой (АСЧ); (непрерывные действия, импульсные и фазовые системы АСЧ);

системы автоматического определения угловых координат (пеленгаторы);

системы автоматического сопровождения по дальности (АСД);

системы автоматической регулировки усиления (АРУ);

компенсированные системы радиоавтоматики.

Рассмотрим эти системы, принципы их построения и функционирование более подробно.

Системы автоматического слежения за частотой (АСЧ)

Такие системы нашли широкое применение в радиоаппаратуре различного назначения. Они используются как системы автоподстройки частоты гетеродинов радиоприемников (АПЧ) (импульсных и непрерывных сигналов), автоматической стабилизации частоты автогенераторов по частоте колебаний опорного генератора (АСЧ), в качестве следящих фильтров доплеровских систем, в эталонах частоты и времени, как модуляторы ЧМ колебаний и т.д.

В соответствии с типом используемого измерительного элемента все системы АСЧ делятся на частотные и фазовые.

В частотных системах АСЧ измерительным устройством является частотный дискриминатор (ЧД), а в фазовых системах АСЧ - фазовый детектор (ФД), которые мы встречали в ТV.

Иногда используются комбинированные системы АСЧ, где несколько систем АСЧ объединены в единую систему.

В частотной системе АСЧ колебания частоты f_c, за которой должно осуществляется слежение, поступают на вход смесителя (СМ) (рис.97), куда также подаются колебания следящего генератора (СГ).

Полученные в результате этого колебания суммарной или разностной частоты f выделяются полосовым усилителем (ПУ) и далее проходят через частотный детектор (ЧД), где происходит преобразование частоты колебаний в напряжение ЧД (U_Д), зависящее от отклонения частоты f от некоторого значения f₀ в соответствии с дискриминационной характеристикой детектора. Напряжение U_Д через промежуточные элементы (ПЭ) поступает на управляющее устройство (У) управитель частоты, с помощью которого осуществляется изменение частоты колебаний f_г следящего генератора.

Рис.97

Промежуточные элементы представляют собой усилители и корректирующие цепи, необходимые для придания системе нужных динамических качеств.

В результате действия системы частота колебаний генератора f_г следит за частотой колебаний поступающего сигнала f_c, так что разность f_г f_c (f_с f_г) или сумма f_г + f_c остается близкой к частоте f₀ .

Эта общая функциональная схема совпадает со схемой автоподстройки частоты (АПЧ) колебаний гетеродина радиоприемника, а также с системой частотной автоматической стабилизации частоты f_г колебаний генератора СГ. В первом случае назначение системы состоит в том, чтобы удержать промежуточную частоту f_пр = f вблизи частоты f₀ при изменении частоты сигнала f_c или уходе частоты гетеродина f_г.

Во втором случае - удержание частоты колебаний генератора f_г вблизи некоторого значения, определяемого частотой колебаний f_c образцового (опорного) генератора.

В фазовых системах АСЧ рис.98 входные колебания f_c и колебания следящего генератора f_г. подаются на фазовый детектор (ФД), выходное напряжение которого U_фд является функцией разности фаз или интеграла разности частот f колебаний генераторов (D - символ дифференцирования):

,

где f = f_c f_г - расстройка; 1/D - символ интегрирования.

Приведенная система называется также системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Для ФАПЧ характерны две особенности, обусловленные типом используемого различителя.

Первая состоит в том, что зависимость U_фд()является периодической функцией. Вследствие этого система имеет бесчисленное число состояний равновесия, отличающихся по фазе на угол 2k (k - натуральное число).

Рис.98

Вторая состоит в том, что выходное напряжение различителя пропорционально интегралу разности частот, а не самой разности частот. Это означает, что при постоянной частоте входных колебаний f_с, состояние равновесия возможно лишь в случае равенства частот f_с = f_г, что характерно для астатических систем регулирования.

Комбинированная система слежения за частотой состоит из двух или нескольких систем, объединенных в общую (единую) следящую систему. Объединить можно частотные системы с различными характеристиками частотных различителей или частотные и фазовые системы.

В качестве примера на рис.99 приведена система их двух систем АСЧ: частотной (см., ПЭ, ЧД ) и фазовый (ФД, ПЭ_ф). Управитель частоты У является общим для обеих систем.

Рис.99

На управитель поступает сумма напряжений с выходов канала ФД и ЧД (через ПЭ). В системе имеется устройство сдвига частоты (УСЧ) следящего генератора, необходимое для того, чтобы осуществить сдвиг частоты СГ на некоторую постоянную величину, равную переходной частоте дискриминатора f₀

Это может быть достигнуто, например, установкой дополнительного высокостабильного генератора частоты f₀ и смесителя.

Использование комбинированной системы позволяет иногда получить результаты, недостижимые при использовании только фазовой или только частотной системы АСЧ.

Частотные различители (детекторы, дискриминаторы).

Преобразовательные свойства частотного дискриминатора (ЧД), используемые в системах АСЧ выражаются равенством

и представляются структурной схемой (рис.100), где f - частота входных колебаний, К_чд - коэффициент передачи ЧД, f = f - f₀ расстройка.

Частота f₀, при которой выходное напряжение ЧД равно нулю, называется переходной частотой (собственно частотой настройки).

В реальных схемах зависимость U_чд = (f) [или U_чд = (f)] имеет вид дискриминационной кривой.

Рис.100

Эта зависимость называется основной характеристикой ЧД (и строится относительно входной частоты f рис.101, либо относительно расстройки f).

Рис.101



Соотношение выполняется лишь на линейном участке a в характеристиками вблизи переходной частоты f₀.

Коэффициент передачи ЧД К_чд = (dU_чд/df)_f=f0 = (dU_чд/df)_f=0, как правило, зависит от амплитуды U_m входных сигналов, однако эту зависимость в следящих системах исключают. Постоянство К_чд достигается:

установкой перед ЧД ограничителей амплитуды;

использованием систем АРУ.

Однако при малых значениях U_m коэффициент К_чд падает и с убыванием U_m стремится к нулю.

Важным требованием к ЧД является обеспечение стабильной переходной частоты f₀, значение частотного интервала 2f_m между максимумами и апертура 2f, отсчитываемая от некоторого относительного уровня (например, = 0,1U_{чд макс} рис.101).

В системах АСЧ могут использоваться те же типы ЧД, что и при демодуляции ЧМ колебаний, однако к ЧД для АСЧ предъявляются повышенные требования в отношении постоянства коэффициента передачи и особенно стабильности переходной частоты.

В зависимости от способа фиксации f₀ применяются ЧД с фиксацией резонансными цепями и фиксацией образцовыми (стабильными) генераторами.

К первой группе ЧД относятся балансные дискриминаторы (или с фазовым детектированием), дискриминаторы с расстроенными контурами и дискриминаторы модуляционного типа. Стабильность f₀ в них определяется фиксирующими свойствами элементов L₀C₀ резонансных цепей, причем отклонения C и L от номинального значения (вследствие внешних причин) изменяют резонансную частоту f_p фиксирующего контура на величину

f_p = 0,5f_p(L/L₀ + C/C₀).



Ко второй группе ЧД относятся дискриминаторы нулевых биений. Стабильность f₀ здесь целиком определяется стабильностью используемой частоты образцового генератора.

Фазовые детекторы - устройства (шестиполюсники), выходное напряжение которого U_фд зависит от разности фаз входных сигналов U₁ и U₂:.

Рис.102

Один из входных сигналов (рис.102), например U₂ называют опорным (U₂ = U_оп), другой - сигналом рассогласования (U₁ = U_p). Зависимость является периодической функцией разности фаз . Часто эту функцию можно аппроксимировать косинусоидальной U_фд = Кcos. Коэффициент К в общем случае зависит от параметров схемы и амплитуд колебаний U₁ и U₂.

ФД делятся на векторомерные и коммутаторные.

Действие векторомерных ФД основано на сравнении амплитуд векторных сумм и разностей входных напряжений ФД. В составе таких ФД имеются устройства суммирования и вычитания напряжений U₁ и U₂ и амплитудные детекторы.

Действие коммутаторных ФД основано на коммутации в такт с опорным сигналом параметров цепи (обычно проводимостей определенных участков цепи). Такие ФД относятся к классу параметрических элементов.

В качестве примера рассмотрим векторомерные ФД балансного и кольцевого типов и один из коммутаторных ФД.

В балансном ФД (рис.103) на выходе каждого из детекторов (диоды V₁,V₂ и нагрузочные цепи RC) выделяются сигналы, пропорциональные амплитудам суммарного и разностного напряжений, а выходное напряжение является разностью напряжений на нагрузках RC этих детекторов.

Образование сумм (U₁ + U₂) и разностей (U₁ U₂) мгновенных значений напряжений достигается с помощью трансформаторов Тр1 и Тр2. (В схеме должно выполняться условие RC >> 2/, где - частота входных колебаний).

Рис.103

Если ; , то амплитуда суммы (U₁ + U₂) = UI и разности (U₁ U₂) = UII равны

Если сигналы достаточно велики, т.е. детектирование будет линейным, то выходное напряжение

,

где К_д коэффициент передачи амплитудного детектора R_вх сумма внутреннего сопротивления источников сигнала (пересчитанная ко вторичным обмоткам трансформаторов) и прямого сопротивления диода.

Если , то

Т.о..

Величина К называется коэффициентом передачи ФД.

Наибольшего и наименьшего значения выходное напряжение достигает при и (k - натуральное число).

При .

Если , то для разности фаз (см.рис.120)

.

В случае малых сигналов, когда детектирование квадратичное

,

где коэффициент детектирования (черта сверху - усредненное по времени). Откуда имеем

.



Для синусоидальных входных сигналов, сдвинутых по фазе на угол

.

Рис.104

Кольцевой ФД отличается от балансного наличием диагональных диодов V3 и V4 (как показано на рис.103 пунктиром) и используется в случае, когда требуется более точно выполнить операцию умножения или усреднения (т.к. благодаря диагональным диодам осуществляется компенсация нечетных гармоник входных сигналов), но К_фд его (при прочих равных условиях) в 2 раза ниже, чем балансного.

Коммутаторные ФД используются на более низких частотах (хотя разработанные в последнее время ИС операционных усилителей с успехам работают на частотах до 100 и более МГгц), что связано с трудностью получения коммутирующего опорного сигнала достаточной амплитуды.

В симметричном ФД (имеются и схемы несимметричных ФД) рис.105 если сигнал рассогласования не подан, то выходное напряжение равно нулю (при балансе схем), так как падение напряжения постоянных составляющих на R одинаковы по величине и противоположны по знаку.

Рис.105

При подаче сигнала рассогласования симметрично на базы обоих транзисторов получим одинаковые приращения _i коллекторных токов противоположных по знаку, абсолютные значения приращений зависят от сдвига и работа схемы совпадает с функционированием дифференциального импеданса ОУ.

ФД обладают инерционностью, обусловленной наличием RC фильтров. Для изменения амплитуды на выходе при постоянном значении детектор может быть представлен инерционным звеном с передаточной функцией

,(37)

где Т_фд = RC.

Устройства управления частотой изменяют частоту колебаний автогенератора в соответствии с поступающим напряжением. В системе РА они представляются динамическим звеном, на вход которого подается управляющее напряжением U_у, а с выхода снимается напряжение частоты f_г.

Различают пропорциональные и интегрирующие управители.

В пропорциональном величины f_г и u_у связаны линейной зависимостью (рис.106) (Гц/В); - отклонение от номинального значения, соответствующего нулевому управляющему напряжению.

Рис.106Рис.107

Как правило, инерционность реальных управителей очень мала и их можно описать пропорциональным динамическим звеном (рис.107)

Практически их схемы не отличаются от схем частотных модуляторов в виде: реактивных ламп, варикапов или управляемых емкостей р-n-переходов полупроводниковых диодов и транзисторов.

Интегрирующие управители содержат в своем составе интегратор (рис.108), так что

(D символ дифференцирования) К_иу - общий коэффициент передачи с размерностью (Гц/В сек); f₀ задается начальными условиями интегратора.

Рис.108

Рассмотренная в начале раздела структурная схема АСЧ с учетом принципов построения функциональных схем (разделение функций, обозначение ДЗ, элементов измерительных и управляющих) в линейном режиме работы (режим работы отдельных элементов остается линейным и частотные отклонения не выходят за пределы линейных участков ЧД и управителя) принимает для частотного канала вид рис.109.

Общий коэффициент передачи системы определяется произведением К = К_удК_у при этом рассматриваемая замкнутая система описывается инерционным звеном

Рис.109

с эквивалентным коэффициентом передачи К_э и постоянной времени , где Kэ = K/(1 + K); = T/(1 + K) Величина 1 + К = К_п называется коэффициентом автоподстройки частоты.

Статическая система АСЧ имеет остаточную расстройку f_уст установившегося режима, в К_п раз меньшую отклонения частоты сигнала (при постоянном отклонении частоты сигнала f_с0):

,

где передаточная функция по ошибке при .

При ступенчатом отклонении частоты сигнала на величину f_с0

,



при этом графически процессы установления в системе с однозвенным фильтром (для ступенчатого отклонении частоты сигнала а) - для отклонения частоты генератора; б) - для расстройки имеют соответственно вид (рис.110).

Время установления процессов в системе до 90% от установившегося значения

.(38)

Рис.110

Быстродействие системы тем выше, чем больше коэффициент передачи. При значительном увеличении К приведенное рассмотрение становится несправедливым, поскольку начинают влиять неучтенные «малые» параметры - инерционность различных усилительных элементов и запаздывание сигналов в ПУ.

Аналогично могут быть изображены и системы слежения в целом.

Системы автоматического определения угловых координат.

Измерение угловых координат целей основано на двух свойствах радиоволн - постоянстве скорости и прямолинейности их распространения. Сигнал цели принимается на разнесенные в пространстве ДН приемные антенны. Угловое положение цели определяется в результате сравнения сигналов.

По способу сравнения различают амплитудные и фазовые методы. Измерение угловых координат может осуществляться при помощи систем с обзором пространства и систем автоматического сопровождения.

Системы с обзором (рассмотрим на примере амплитудного метода измерения).

Узкий луч совершает обзор заданной части пространства. Угловое положение антенны, при котором от цели поступают импульсы (сигналы), определяет направление на цель.

Слежение за этим положением осуществляется автоматически. Поскольку в секторе обзора может оказаться несколько целей можно определять угловые координаты всех этих целей, для чего необходимо иметь соответствующее число следящих систем.

Если угловое перемещение антенны от исходного положения ОМ до конечного направления ОN (см.рис.111,а) осуществляется равномерно (возврат в исходное происходит быстро), то углы ₁, ₂.., под которыми находятся цели Ц1, Ц2... по отношению к начальному положению ОМ, пропорциональны временным интервалам t₁, t₂ от начала каждого периода перемещения антенны до момента прохождения максимумом диаграммы направления на соответствующую цель. Так как диаграмма направленности (ДН) имеет конечную ширину ₀. То на выходе радиоприемника от каждой цели появляется не один импульс, а группа или пачка импульсов (при работе в непрерывном режиме - пакет колебаний конечной длительности).

Рис.111

Точность отсчета временных интервалов t₁, t₂… и соответственно углов ₁, ₂.. зависит от того, с какой степенью точности можно зарегистрировать центр пачки импульсов.

Обработка пачки для уточнения положения ее середины может производится различными способами. Наиболее перспективным сегодня считается цифровая машинная обработка.

Число целей, угловые координаты которых можно определить зависит от объема памяти ЭВМ.

В системе сопровождения осуществляется обработка радиосигналов, при которой выходное напряжение является функцией взаимного углового положения фронта волны (в месте приема) и поверхности раскрыва антенны.

Угловое положение фронта плоской радиоволны характеризуется перпендикуляром к ней. Который направлен на источник излучения цели (последний считается точечным, а расстояние до источника достаточно большим).

Угловое положение раскрыва характеризуется перпендикуляром к раскрыву, проходящему через центр симметрии раскрыва. Причем это направление называют равносигнальным (РСН). Прием и обработка радиосигналов осуществляется в пеленгационном устройстве (ПУ) (рис.112,а). Выходное напряжение ПУ U_пу является функцией угла между направлением на источник радиоизлучения (угол _и) и РСН (угол ), т.е. U_пу = f(), где = - _и, причем при = 0, U_пу =0. Выходное напряжение ПУ U_пу воздействует на исполнительное устройство ИУ с помощью последнего изменяется угловое положение РСН, так что угол поддерживается 0, т.о. осуществляется непрерывное совмещение РСН с направлением, перпендикулярным фазовому фронту волны (т.е. направлению на Ц). Исполнительное устройство может осуществлять поворот всей антенной системы или изменять электрическое состояние отдельных ее узлов. Выходной (регулируемой) величиной следящей системы является измеренное значение _и входного угла, причем _и с точностью до ошибок следящей системы будет равным входному углу _и.

Рис.112

Разделение системы на ПУ и ИУ рис.112,а условно оно удобно с точки зрения трактовки работы.

Структурная схема (рис.112,б) поясняет функционирование автоматически следящей системы по направлению (АСН). Здесь W - передаточная функция разомкнутой системы (обозначает совокупность операций, которые осуществляются над угловым рассогласованием для получения угла _и). Ясно, что в общем случае углы , _и, являются пространственными, причем не отображается никакой электрической величиной, а рассогласование отображается лишь в виде напряжения на выходе ПУ.

В системе АСН имеется два раздельных исполнительных устройства, осуществляющих перемещение РСН вдоль азимутальной (х) и угломестной (у) координатных осей (т.е. в АСН имеется два раздельных ИУ осуществляющих перемещение РСН по х и у).

Отметим, что при АСН

система одновременно может сопровождать только одну выбранную заранее цель;

система в принципе может быть непрерывной поскольку информация об угловом положении Ц поступает непрерывно.

Классификация пеленгационных устройств. Пеленгационные устройства с точки зрения построения системы АСН, в соответствии со способом образования РСН, удобно разделить на ПУ с одновременным и последовательным сравнением сигналов.

Система с одновременным сравнением сигналов (для получения информации об угловом рассогласовании в единой плоскости) имеет две разнесенные в пространстве точки фокусировки. Сигналы, сфокусированные в этих точках, обрабатываются и одновременно сравниваются между собой. Поскольку информация об угловом рассогласовании получается в таких системах сразу в результате сравнений, их называют также системами с мгновенной РСН зоной или моноимпульсными (информация об угловом рассогласовании можно получить за время одного импульса) хотя работают они как в режимах непрерывном так и в импульсном (способы обработки сигналов применяются самые различные).

Система с последовательным сравнением сигналов - имеет одну точку фокусировки, которая периодически перемещается, занимая последовательно различные положения в пространстве. Информация об угловом рассогласовании получается в результате сравнения сигналов сфокусированных в различных точках пространства в различные моменты времени (обычно точка вращается - коническое сканирование).

Для получения напряжения, пропорционального угловому рассогласованию, необходимо время, равное нескольким периодам перемещения. Поэтому такие системы называют - системами с интегральной РСН зоной.

Информация об угловом рассогласовании может заключается как в амплитудах, так и в фазах радиосигналов, поступающих от антенн ПУ, т.е. при построении ПУ можно использовать амплитудные и фазовые диаграммы направленности антенны. В соответствии с этим системы с одновременным и последовательным сравнением сигналов могут быть амплитудными (с амплитудной пеленгацией) и фазовыми (с фазовой пеленгацией).

В зависимости от того, как используются антенны ПУ, различают пассивную (одностороннюю) и активную (двустороннюю) пеленгацию.

В случае пассивной - антенны используются только для приема радиосигналов и напряжения на нагрузке антенны пропорционально величине нормированной диаграммы F() по полю ( угол между максимумом диаграммы и направлением на источник излучения), а разность фаз (фазовый набег) определяется разницей расстояний между точками приема антенной системы.

Активная пеленгация применяется лишь при определении угловых координат пассивных цепей, которые облучаются передатчиком системы АСН; при этом как облучение, так и прием должен осуществляться через одни и те же антенные системы. При активной пеленгации напряжение на нагрузке пропорционально диаграмме по мощности (т.е. F²(), а фазовый набег удваивается по сравнению с пассивной пеленгацией.

Пеленгационные устройства

Амплитудная пеленгация с одновременным сравнением сигналов и логарифмической обработкой (на примере пассивной пеленгации в одной координатной плоскости) реализуется в схеме рис.113.

Максимумы диаграмм направленности антенной системы I и II расположены под углом ₀ к линии ОО их взаимного пересечения.

Сигналы полученные в двух точках приема 1 и 2, после преобразования (СМ_1,2 с гетеродином Г) проходят логарифмические усилители промежуточной частоты (ЛУ_1,2), амплитудные детекторы (АД_1,2), а затем амплитуды сигналов сравниваются в амплитудном разделителе (АР), осуществляющем операцию вычитания сигналов.

Рис.113

Использование АР обусловлено необходимостью сделать коэффициент передачи (К_пу) пеленгационного устройства (ПУ) не зависящим от амплитуды принятого радиосигнала. Напряжение

.

Если направление ОЦ отклонено на (т.е. цель расположена под углом относительно направления ОМ максимума диаграммы F()), то напряжения u₁, u₂ на входе CМ_1,2 будут соответственно:

,

где «-» для u₁, «+» для u₂, U_m0 амплитуда напряжения в направлении максимума; F() нормированная диаграмма направленности по полю F(0) = 1.

Характеристика ЛУ_1,2 имеет вид рис.114.

Рис.114

При U_вх > U_вх0

,

тогда, полагая каналы идентичными запишем:



,

где К_Д1,2 - коэффициенты передачи амплитудных детекторов.

.

При этом имеем

что соответствует следующей пеленгационной характеристике рис.115

Рис.115

Из графика рис.115 следует, что направление, соответствующее = 0, является равносигнальным при U_пу(0) = 0.

Величина К_пу определяется, как:

,

где коэффициент, равный абсолютному значению относительной крутизны диаграммы направленности в точке пересечения диаграмм (в равносигнальном направлении).

В случае активной пеленгации необходимо заменить F() на F²() = G(), а K_mF на .

Основной недостаток рассмотренной ПУ - высокие требования к идентичности каналов, что трудно выполнить на практике.

При фазовой пеленгации (с одновременным сравнением сигналов и ограничителями) в одной плоскости прием осуществляется в двух разнесенных точках 1 и 2, причем оси амплитудных диаграмм направленности F параллельны (рис.116). Сигналы на входе антенн вследствие разности ходов d лучей, идущих от Ц, различаются по фазе на угол = 2d/.

Рис.116

При отклонении направления на Ц от перпендикуляра к прямой, соединяющей точки приема на угол , сигналы U₁ и U₂ выхода антенн запишутся так:

где F() нормированная диаграмма по полю (в случае активной пеленгации она заменяется на G() = F²; U_m0 - напряжение по направлению максимума диаграммы.

Величина фазового сдвига (а - база антенн). Сигналы проходят смесители, УПЧ, ограничители и поступают на фазовый детектор (ФД), но предварительно сигнал второго канала поворачивается в фазовращателе на угол - _фв, зависящий от выходного сигнала исполнительного устройства u_у (ИУ), и на постоянный угол /2.

Если фазовые характеристики каналов идентичны, то разность фаз сигналов на входе ФД

.

Полагая, что амплитуды сигналов обоих каналов одинаковы, для выходного напряжения ПУ получаем:

где К - постоянный коэффициент усиления приемника; U_огр - выходное напряжение ограничителя.

Верхнее равенство соответствует большому сигналу, при котором достигается порог ограничения U_огр; нижнее - слабому сигналу, когда этот порог не достигается.

Для нахождения уравнения пеленгационной характеристики введем угол _и, равный измеренному значению угла (отработанного исполнительным устройством) с помощью равенства:

(К_и коэффициент пропорциональности).

Тогда в случае достижения порога ограничения

а когда не достигается

,

где .

Пеленгационная характеристика строится путем умножения функции на величину , если эта величина меньше К_фдU_огр, или на величину К_фдU_огр в противном случае, т.е. (см.рис.117).

Коэффициент передачи ПУ (при достаточно малых и достаточно большом сигнале)

не зависит от величины входного сигнала и определяется параметрами ФД, ограничителя и разносом (а) точек фокусировки.

Рис.117



Пеленгационная характеристика имеет бесконечное число нулевых точек. Для исключения многозначности необходимо выбрать функцию F() так, чтобы в точках ложных равносигнальных направлений, расположенных ближе всего к точке = 0, крутизна пеленгационной характеристики была достаточно мала. При заданных общих габаритах антенного устройства существует максимально возможный коэффициент передачи К_пу, при котором достигается заданная степень подавления ложных равносигнальных направлений О_л.

Основной недостаток подобных ПУ состоит в том, что различие в фазовых характеристиках УПЧ вызывает уход равносигнального направления и, следовательно, ошибку в определении направления на источник. Стабилизация фазовых характеристик каналов усилителей представляет собой трудновыполнимую задачу.

Кроме указанных реализаций ПУ применяются также:

ПУ с одновременным сравнением и суммарно-разностной обработкой сигналов (исключается влияние неидентичности амплитудных характеристик);

ПУ с последовательным сравнением сигналов (системы с коническим сканированием, в которых при отклонении Ц от РСН на угол импульсы на входе будут модулированы по амплитуде с коэффициентом m = K_m, причем фаза огибающей равна углу отклонения цели относительно оси 0₀ 0 принятой за начальную).

Функциональная схема АСН с последовательным сравнением (с амплитудной пеленгацией) приведена на рис.118,

Рис.118

где ИУ_х,у - исполнительные устройства (по Х и У); Пр - приемник; ГОС - генератор опорных сигналов; ДО - детектор огибающей; ФД_х,у - фазовые детекторы азимута (Х) и наклона (У); УС - усилитель; ДВД - двигатель вращения диаграммы; U_mp -сигнал рассогласования частоты вращения диаграммы (частоты сканирования); U_пр = K_прU_m0F(₀) среднее значение амплитуды видеоимпульса на выходе приемника.

На ФД от генератора ГОС подаются опорные сигналы, сдвинутые на 90⁰. В результате в ФД вырабатываются два находящихся в квадратуре напряжения U_пу.х = cos, U_пу.у = sin, которые управляют через ИУ_х,у поворотом РСН до совпадения с направлением на цель ( 0).

В качестве ДО используется пиковый детектор. Информация об угловом рассогласовании заключена в коэффициенте модуляции m. В то же время амплитуда огибающей, кроме m пропорциональна также амплитуде импульсов U_и, что приводит к зависимости К_пу от амплитуды U_m0 на входе приемника. Для использования этой зависимости в ПУ используется одновременно АРУ двух видов: АРУ «назад» стабилизирующее U_и; АРУ «вперед» К_пр = f(U_и).

С помощью ФД осуществляется преобразование полярных координат , в напряжения U_x, U_y, пропорциональные прямоугольным координатам Х и У отклонения Ц от РСН (В качестве ФД обычно используют коммутаторные ФД см.рис.121)

Благодаря фильтру RC ФД является инерционным элементом и по отношению к амплитуде сигнала на выходе может быть описан инерционным звеном с передаточной функцией

(39)

Так как опорное напряжение канала наклона сдвинуто по фазе (относительно Х) на угол /2 то

.

Соответствующая структурная схема ПУ может быть изображена в виде рис.119.

Рис.119

Поскольку в системе имеются два исполнительных устройства, перемещающихся РСН вдоль осей Х и У, удобно рассматривать не угол, а углы рассогласования вдоль этих координатных осей:

азимутальной _х = cos ,

угломестной _у = cos .

При этом следует принять угол рассогласования комплексным и тогда будут учитываются не только величина отклонения , но и направление отклонения (угол ).

Соответственно в коэффициенте модуляции m и сигнале рассогласования U_mp учитывается фаза

Тогда пространственный угол отклонения Ц и угол отработки ИУ можно записать так:

где _их,иу выходные углы исполнительных двигателей (каналов азимута и наклона), причем

Приведенные соотношения позволяют изобразить комплексную структурную схему ПУ системы АСН в виде рис.120.

Рис.120



Коэффициент передачи ПУ для каждого из каналов выражается следующим образом:

и при достаточно большом уровне сигнала не зависит от амплитуды на входе приемника и коэффициента усиления приемника.

Системы автоматического сопровождения по дальности (АСД)

С помощью АСД осуществляется автоматическое измерение расстояния до Ц и решается это путем измерения времени запаздывания t_вх короткого импульса, отраженного от Ц, относительно импульса, излученного радиопередатчиком, установленном в том же месте, что и приемник, причем дальность Д до цели Ц и время t_вх связаны соотношением

.

В системе автоматического определения t_вх создаются два следующих друг за другом следящих импульса: ранний С_р и поздний С_п (рис.121).

Временное рассогласование между серединой отраженного импульса 0 и осью симметрии следящих импульсов С_рС_п (т.е. величина t_вх t_вых) с помощью временного различителя преобразуется в напряжение, которое управляет временным положением следящих импульсов t_вх Следящие импульсы автоматически смещаются относительно зондирующего (излученного) импульса радиопередатчика в сторону уменьшения рассогласования = t_вх t_вых. Система АСД приведена на рис.122 и состоит из: временного различителя ВР преобразующего временное рассогласование в напряжение U_вр; исполнительного устройства ИУ, предназначенного для временной задержки следящих импульсов Ср, Сп в соответствии с управляющим напряжением ИУ на его входе.

Рис.121

Это устройство синхронизируется зондирующими импульсами З; промежуточных элементов ПЭ, в состав которых входят фильтры, цепи коррекции, а также др. вспомогательные элементы.

Рис.122

ИУ удобно представить состоящим из устройства временной задержки УВЗ (осуществляющем временную задержку зондирующего импульса на время пропорциональное ИУ) и устройства (ФСИ) формирования следящих импульсов С_р и С_п (формирующего импульсы из задержанного в УВЗ).

Для работы системы АСД используется информация поступающая только во время действия раннего и позднего следящих импульсов. Все остальное время канал измерения дальности заперт. Формируя специальный селекторный импульс С_с, сфазированный с импульсами С_р и С_п, можно осуществить автоматическую временную селекцию приемного устройства и, следовательно, других каналов РЛС, открывая приемник только лишь на время _с. Это позволяет улучшить помехоустойчивость других автоматических систем, работающих от данного радиоприемного устройства. Таким образом, система АСД может использоваться, как устройство автоматической временной селекции импульсов (АВС).

Наиболее характерными элементами системы АСД являются временные различители (ВР) и ИУ.

ВР делятся на интегрирующие и пропорциональные (основная характеристика интегрирующего ВР - зависимость приращения напряжения за период повторения от временного рассогласования u_в.р.= (); пропорционального ВР - зависимость выходного напряжения после прохождения очередной группы импульсов от рассогласования u_в.р.= () (см.рис.123).

Коэффициент передачи определяется для ВР соответственно выражениями

ВР состоит из временного дискриминатора ВД и дифференциального детектора ДД интегрирующего или сглаживающего типа рис.124.

Рис.123Рис.124

Во временном дискриминаторе временное рассогласование преобразуется в импульсное напряжение или ток. Обычно ВД состоит из двух логических схем типа «И» (которые реализуются в виде схем совпадения на диодах или транзисторах). При поступлении на такие схемы импульсов Ср и О (схема И1) и Сп и О (схема И2) образуются импульсы: ранний Р и поздний П, причем длительность импульсов tp и t_п будет зависеть от временного рассогласования.

Дискретная передаточная функция эквивалентного устройства будет:

.

Следовательно, структурная схема интегрирующего ВР состоит из -ключа и звеньев

Для получения структурной схемы всей системы необходимо ввести передаточную функцию промежуточных элементов W_пэ(p).

Передаточная функция замкнутой системы определяется

( = 1/K_V эквивалентна инерционному звену, а K_V - коэффициент передачи разомкнутой цепи по скорости, который для системы с интегрирующим ВР равен К_рК_у, а для системы с пропорциональным ВР К_рК_уК_и).

Переходная характеристика АСД представляет собой зависимость

.

При скачке величины входного времени t_вх0, выходная величина изменяется по закону h(t), т.е.

,



причем время регулирования системы

. (40)

Замена дискретной системы непрерывной допустима, если t_p >> T_п, т.е. условие эквивалентности будет

K = K_врK_у 0,1 (т.к. ).

С учетом введенных обозначений и рассмотренных особенностей работы отдельных звеньев системы можно изобразить структурную схему системы АСД в виде рис.125, 126. Причем последние схемы в случае пренебрежения инерционностью можно представить в виде рис.127. Необходимо отметить, что системы АСД обладает памятью по дальности, т.е. при глубоких замираниях (федингах), когда амплитуда отраженного импульса становится близкой к нулю и цепь регулирования размыкается, напряжение U_y на выходе интегратора остается неизменным.

Рис.125

Следовательно сохраняется неизменным (запоминается) величина t_вых. Если, пока происходит замирание, отраженный и следящий импульсы «разошлись» во времени незначительно, режим слежения вновь восстанавливается.

Рис.126Рис.127

Системы автоматической регулировки усиления.

Системы АРУ предназначены для стабилизации уровня выходных сигналов радиоприемных устройств, а также для поддержания оптимального режима работы УПЧ приемников в широком динамическом диапазоне при сохранении амплитудной модуляции входных сигналов.

В РА системы АРУ выполняют важные функции, связанные чаще всего со стабилизацией коэффициента передачи измерительных устройств. Если для радиоприема сигналов неавтоматических систем основное значение имеет установившийся режим работы системы АРУ, то для системы РА важны динамические характеристики системы АРУ, т.к. переходные процессы в этой системе могут существенно повлиять на работу других систем РА, на которые поступают сигналы данного приемника.

Различают системы АРУ без ОС и с ОС. В системе АРУ без ОС (АРУ - «вперед» рис.128) выходные сигналы УПЧ детектируются (Д_ару), усиливаются (У_ару) и поступают на последующие усилительные элементы выходных каскадов (ВК). В результате этого коэффициент их усиления изменяется и осуществляется стабилизация уровня выходных сигналов.

Недостаток такой системы состоит в том, что способ действия системы не зависит от того, какой истинный уровень выходного сигнала. В случае изменения коэффициента усиления ВК регулирующее напряжение меняться не будет, а уровень стабилизации выходного напряжения изменится. Кроме того система АРУ «вперед» не позволяет поддерживать нормальный режим работы УПЧ в очень широком динамическом диапазоне и, следовательно, не выполняет одной из основных функций, возлагаемых на систему АРУ. Поэтому она используется как вспомогательная в некоторых системах РА.

Рис.128

В системе АРУ с ОС (рис.129) выходные сигналы УПЧ детектируются, усиливаются как и ранее, и поступают через фильтрующие цепи (Ф) в виде регулирующего напряжения U_р на УПЧ (см.рис.130). С помощью напряжения U_р осуществляется регулировка К_у каскадов УПЧ. При изменении амплитуды U_вых на УПЧ изменяется величина U_р и в соответствии с нею коэффициент усиления каскадов УПЧ К_у так, что динамический диапазон выходных сигналов оказывается значительно меньшим динамического диапазона входных сигналов.

Все изменения коэффициента передачи автоматически учитываются системой, поскольку здесь действует ОС с выхода на вход. На детектор или усилитель АРУ обычно подается запирающее напряжение Е_з - задержка АРУ. Этим исключается действие ОС (разрыв цепи АРУ) и прекращается уменьшение коэффициента передачи для сигналов малого уровня.

Рис.129Рис.130

Цепь АРУ замыкается только тогда, когда напряжение на соответствующем элементе превосходит напряжение задержки Е_з. Иногда, если требования к изменению уровня выходного сигнала не очень жесткие, в системе может отсутствовать усилитель АРУ и на вход фильтра напряжение подается с детектора АРУ.

Действие системы АРУ основано не на сравнении выходного сигнала со входным, а на изменении параметра (коэффициента передачи) системы в соответствии с сигналом ОС, т.е. система АРУ является параметрической. Отсюда некоторые отличия от ранее рассматриваемых систем (где коэффициент передачи оставался неизменным). Вследствие того, что система АРУ является параметрической, ее можно заставить работать в очень широком диапазоне изменения сигналов на входе, достигающем 100 дБ. В системе АРУ регулировке подвергается УПЧ, коэффициент передачи К_у которого является функцией напряжения U_р. Зависимость К(U_р) называется регулировочной характеристикой системы АРУ рис.130 (и служит основой при рассмотрении процессов в системе). Регулировочная характеристика снимается экспериментально или рассчитывается по заданным регулировочным характеристикам отдельных каскадов усилителя.

Пример схемы АРУ с непосредственным изменением тока эмиттера транзистора (рис.131). Ток I_э транзистора V1 регулируемого каскада проходит через резистор R_э ЭП усилителя канала АРУ. В отсутствие сигнала транзистора V₂ усилитель АРУ заперт (сигналом с выхода основного усилителя, подаваемым на вход АРУ), а напряжение +U на нагрузке ЭП (V₃) и соответственно ток V₁ максимальны. При некотором уровне сигнала (соответствующего Б₃) транзистор V₁ отпирается, напряжение на R_к2, а следовательно, и U_э на R_э с ростом сигнала на входе усилителя и V₂ уменьшается что приводит к падению тока I_э и уменьшению усиления каскада с транзистором V₁.

...