Радиостанция со встроенным модулем защиты канала связи

Размещено на http://www.allbest.ru/

10

Введение

В переводе с английского - "Citizen Band" означает "гражданский диапазон" радиосвязи (с 26.970 МГц по 27.850 МГц). В России радиосвязь в CB диапазоне была разрешена в 1988 г. Она предполагает наличие 2-х и более радиостанций, обеспечивающих связь в симплексном режиме. Допустимы следующие виды модуляции радиочастоты: амплитудная -AМ, частотная -FМ, однополосная -SSB (верхняя боковая полоса - USB, нижняя боковая полоса -LSB). Разрешенная мощность передатчика: для FM - мощность несущей не более 10 Вт, АМ и SSB пиковая мощность не более 10 Вт.

Радиус действия у CB связи зависит от многих факторов. Например, для соединения “портативная”-“портативная” - 1,5…7км, “портативная”-“авто” - 3…10км “портативная”-“стационар” - 5…15км “авто”-“авто” - 10…20км “авто”-“стационар” - 15…40км “стационар”-“стационар” - 20-80 км.

Применение однополосных сигналов без несущей позволяет повысить излучаемую передатчиком мощность в боковых полосах при заданной установочной мощности и практически вдвое уменьшить ширину спектра сигнала. Полезный энергетический выигрыш при переходе от обычной АМ к передаче одной боковой полосы (ОБП) возрастает в 8 раз при неизменной установочной мощности передатчика.

Ниже проведен выбор и обоснование функциональной и принципиальной схем SSB-радиостанции с модулем защиты канала связи (МЗК). Выполнен электрический расчет основных блоков радиостанции: приемника, передатчика, синтезатора частот с индикацией рабочей частот и модуля защиты канала связи с автоматическим переходом на другую комбинацию ключа защиты при переключении рабочей частоты.

1. Анализ технического задания

Постановка задачи

В соответствии с ТЗ, необходимо разработать SSB-радиостанцию со встроенным модулем защиты канала связи.

Радиостанция должна обладать следующими параметрами:

рабочий диапазон частот: 26,97…27,41 МГц;

вид модуляции -SSB (J3E);

число частотных каналов не менее 20;

пиковая мощность передатчика: P1max = 10 Вт;

уровень внеполосных излучений передатчика не выше (-40) дБ;

частотный разнос между соседними каналами: fСК = 10 кГц;

полоса частот модуляции: 0,3…3,5 кГц;

нестабильность частоты передатчика не более ±510-6;

чувствительность приемника по входу при ОСШ 12 дБ не хуже 3 мкВ;

избирательность приемника по соседнему и побочным каналам не хуже (-40) дБ.

Защита канала связи должна осуществляться путем инверсии спектра с четырьмя перестановками таким образом, что каждому частотному каналу соответствует своя комбинация ключа защиты.

Основы SSB радиосвязи

Внешний вид SSB-радиостанции представлен на рисунке 1.1.

Рисунок 1.1 Внешний вид тангенты и SSB-радиостанции

Связь осуществляется открытым текстом по принципу "каждый слышит каждого" в симплексном режиме. Ширина канала связи равна 10 кГц. Каналы объединены в сетки. Сетка - диапазон частот, вмещающий 40 каналов. Разные сетки каналов сдвинуты друг относительно друга по частоте. Значения сетки частот “C”, принятой в России представлены в таблице 1.1.

Таблица 1.1 Значения сетки частот “C”, принятой в России

СЕТКА "С"
1* - 26.960**	11 - 27.080	21 - 27.210	31 - 27.310
2 - 26.970	12 - 27.100	22 - 27.220	32 - 27.320
3 - 26.980	13 - 27.110	23 - 27.250	33 - 27.330
4 - 27.000	14 - 27.120	24 - 27.230	34 - 27.340
5 - 27.010	15 - 27.130	25 - 27.240	35 - 27.350
6 - 27.020	16 - 27.150	26 - 27.260	36 - 27.360
7 - 27.030	17 - 27.160	27 - 27.270	37 - 27.370
8 - 27.050	18 - 27.170	28 - 27.280	38 - 27.380
9 - 27.060	19 - 27.180	29 - 27.290	39 - 27.390
10 - 27.070	20 - 27.200	30 - 27.300	40 - 27.400

Примечание: * - номер канала, ** - значение частоты в МГц.

Для "европейской" сетки соответственно последняя цифра "5", т.е 27,150МГц -16cR, 27,155 МГц - 16cE.

К примеру, 16-й канал российской сетки С (16cR) находится на частоте 27,150 MГц, а тот же канал европейской сетки С (16cE) - на частоте 27,155 MГц, т.е. со сдвигом в 5 кГц.

Согласно правилам, мощность SSB-радиостанции не должна превышать 10 Вт. При такой мощности радиостанция с правильно настроенной антенной обеспечивает уверенный прием-передачу сообщений в радиусе до 30 км.

1. Выбор структурной схемы передатчика

Однополосный сигнал в радиосвязи формируется, как правило, методом многократной балансной модуляции с последующей фильтрацией. Формирование осуществляется на малом уровне сигнала (единицы-десятки милливатт), конкретное значение которого определяется используемыми транзисторами, микросхемами, назначение и выходной мощностью передатчика. Заданная выходная мощность получается с помощью линейного усилителя мощности. Рассмотрим некоторые структурные схемы построения передатчиков с ОМ, представленные на рисунке 1.1.

Рисунок 1.1 Структурные схемы построения передатчиков с ОМ

На рисунке 1.1-а приведена структурная схема передатчика для работы на одной частоте. Источником звукового сигнала является микрофон М. Далее следует усилитель звуковой частоты (УЗЧ), предназначенный для усиления и обработки звукового сигнала с целью улучшения разборчивости и ограничения полосы модулирующих частот в соответствие с действующими нормами. Стандартная полоса звуковых частот передатчика 300 … 3400 Гц. В балансном модуляторе БМ1 производится первое преобразование частот и самая трудная часть формирования - выделение нужной боковой полосы после первого преобразования, когда интервал частот между выделяемой и подавляемой полосами минимален и составляет 600 Гц. При мощности передатчика до 100 Вт нерабочая боковая полоса должна быть подавлена не менее чем на 40 дБ, а при большей мощности - на 55 дБ. В качестве первого полосового фильтра ПФ1 передатчиков используют малогабаритные недорогие электромеханические фильтры, обеспечивающие нужную степень подавления на фиксированной поднесущей частоте f1 до 500 кГц (некоторые - до 1 МГц) при приемлемой частотной характеристике в полосе пропускания. Сформированный таким образом однополосный сигнал в области частоты около 465 кГц после вспомогательного усилителя промежуточной частоты УПЧ поступает на второй преобразователь БМ2. Рабочая (выходная) частота передатчика Вторая поднесущая частота f2 устанавливается различной для разных экземпляров или групп передатчиков в соответствие с предписанием ГКРЧ. Нерабочая полоса частот подавляется фильтром ПФ2, представляющим собой в общем случае колебательный контур LC. Выходная частота fРАБ усиливается усилителем мощности (УМ).

Для нормальной работы передатчики с ОМ должны иметь достаточно высокую стабильность частоты, поэтому генераторы Г1 и Г2 стабилизируются по частоте кварцевыми резонаторами. У передатчиков, работающих на разных выходных частотах, генератор Г2 имеет соответственно разные кварцевые резонаторы. Для каждой новой частоты приходится разрабатывать и выпускать новый резонатор. Число станций, работающих на одинаковых частотах, невелико, следовательно, такие резонаторы являются мелкосерийной или даже штучной продукцией. При приемлемой стоимости мелкосерийные резонаторы не могут обладать высокими качественными показателями.

Поэтому, наиболее распространенной схемой является структура, представленная на рисунке 1.1-б. Здесь стоит высокостабильный опорный генератор. Посредством синтезатора частот вырабатываются необходимые поднесущие частоты.

Для формирования однополосных колебаний применяют преобразователи частоты в виде балансных модуляторов (БМ), чаще - кольцевых. Кольцевые БМ по сравнению с простейшими (не кольцевыми) БМ имеют минимальное количество нерабочих составляющих спектра на выходе и вдвое большее выходное напряжения при прочих равных условиях. Для правильной работы БМ необходимы одинаковые нелинейные элементы. Чаще всего используют кольцевые БМ на полупроводниковых диодах, так как эти простые по устройству модуляторы легче поддаются симметрированию, необходимому для лучшего подавления несущей и некоторых других нерабочих составляющих, и сохраняют эту симметрию в процессе эксплуатации длительное время.

Диодные модуляторы имеют коэффициент передачи для формируемого сигнала , т.е. уменьшают уровень полезного сигнала: например, затухание небалансного модулятора составляет 15…20дБ, простейшего балансного - около 10дБ, кольцевого балансного - примерно 4 дБ.

Рассчитаем количество каскадов и укажем тип транзистора в каждом каскаде. Начнём с оконечного каскада. Выбираем КПД выходной колебательной системы (ВКС), равный 0,7. Тогда максимальная колебательная мощность оконечного каскада с учетом потерь в ВКС будет равна P1MAX = PВЫХВКС / ВКС = 10 / 0,7 = 14 Вт. Так как в оконечном каскаде стоит транзистор 2Т970А с коэффициентом передачи 28, то PВХN = P1MAX / kpN = 141 / 28 = 0,5 Вт.

В виду того, что между каждыми каскадами радиочастотного тракта стоят согласующие цепи с КПД, равным 0,7, то PВЫХN_1 = PВХN / ЦСN = 0,5 / 0,7 = 0,7 Вт. Для предоконечного каскада выберем транзистор КТ616А с коэффициентом передачи, равным 14.

Таким образом, PВХN-1 = PВЫХN-1 / kpN-1 = 0,7 / 14 = 5,1 мВт.

Устройства А1, А2 и А3 представляют собой балансный модулятор с фильтром и усилителем. Как указывалось выше, потери фильтра составляю порядка 0,7 (или -3 дБ), а балансного модулятора -4 дБ. Следовательно, потери балансный модулятор с фильтром составляют порядка -7 дБ, что соответствует коэффициенту передачи, равному 0,45. Транзисторные усилители предназначены для компенсации потери уровня сигнала в преобразователях. Следовательно, коэффициент передачи преобразователей А1, А2 и А3 близок к единице.

Как видно из расчетов, радиочастотный тракт передатчика состоит из двух усилительных каскадов - оконечного и предоконечного.

Таким образом, структурная схема проектируемого передатчика представлена на рисунке 2.2. С выхода блока формирования модулирующего сообщения сигнал поступает на ряд преобразователей. В данной структурной схеме передатчика использован способ последовательных преобразований с фильтрацией. Число ступеней преобразования частоты определяется шириной диапазона рабочих частот, выходной мощностью и необходимой степенью подавления побочных частот. В данной схеме выбрано три ступени преобразования учитывая высокую рабочую частоту.

Этапы проектирования приемника

Всвязи с постоянным совершенствованием систем организации радиосвязи и применения качественно новой аппаратуры к связным приемникам предъявляются повышенные требования. Так, связные приемники имеют чувствительность порядка единиц микровольт, более узкую полосу пропускания и характеризуются повышенными требованиями к избирательности, неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и нестабильности частоты.



Согласно ТЗ приемник радиостанции является переносным, что накладывает ограничения на габариты проектируемого устройства, типы источника питания, особенно в сравнении с стационарным типом приемника.

Для современных связных профессиональных приемников требование к нестабильности частоты является основным и в значительной степени определяет построение приемника в целом. Это связано с необходимостью обеспечения устойчивой радиосвязи, в том числе обеспечение возможности вхождения в связь без поиска и поддержания связи без подстройки.

На начальном этапе проектирования необходимо выбрать структурную схему приемника. Различают приемники прямого усиления и устройства, построенные по супергетеродинной схеме. Выбор структурной схемы приемника производится на основании требований ТЗ по чувствительности, селективности и ряду других параметров.

После выбора структурной схемы производится эскизный расчет приемника. Определяются полоса пропускания приемника и возможность обеспечения заданной чувствительности приемника, производится выбор средств обеспечения заданной избирательности и числа каскадов главного линейного тракта. Проверяется осуществимость системы АРУ. Итогом эскизного расчета является функциональная схема приемника с указанием технических требований к различным узлам приемника.

Выбор структурной схемы приемника

Современные приемные устройства строятся в основном по супергетеродинной схеме [2]. Приемники прямого усиления обладают излишне широкой полосой пропускания, что приводит к сильному влиянию помех и снижению чувствительности. Кроме того, при большом коэффициенте усиления возрастает сложность и стоимость приемника, а его работа становится неустойчивой. Следовательно, приемники прямого усиления применяются тогда, когда требуемые чувствительность и селективность невелики, а относительная полоса пропускания П/fС сравнительна велика.

В супергетеродинных приемниках практически всегда можно обеспечить необходимую полосу пропускания П за счет правильного выбора промежуточной частоты fПР и применения автоматической подстройки частоты (АПЧ). В целом супергетеродинные приемники имеют чувствительность на несколько порядков выше чувствительности приемников прямого усиления при гораздо меньшем уровне искажений сигнала. Супергетеродинные приемники обладают хорошей селективностью и более устойчивы в работе всвязи с тем, что основное усиление в приемнике осуществляется на сравнительно низкой промежуточной частоте. К недостаткам супергетеродинных приемников относят наличие побочных каналов приема и необходимость применения отдельного малошумящего генератора (гетеродина) для обеспечения работы смесителя.

Учитывая довольно высокие требования ТЗ по чувствительности, селективности и ряду других параметров, остановимся на супергетеродинной схеме проектируемого приемника.

Профессиональные связные приемники всех классов строятся обычно по схеме с двойным преобразованием частоты, что позволяет в определенной степени разрешить противоречия между требованиями подавления помех по зеркальному каналу и высокой избирательности по соседнему каналу. Учитывая требования ТЗ по избирательности (порядка 40 дБ), имеет смысл строить приемник с двувмя преобразованием частоты.

Выбор номинала промежуточной частоты произведем с учетом следующих факторов [3,§2.5]:

Номинальное значение промежуточной частоты должно находится вне диапазона рабочих частот приемника и отстоять как можно ниже по частотной оси, что приводит к повышению избирательности по каналу прямого прохождения и по зеркальному каналу;

Номинальные значения промежуточных частот выбирают в диапазоне, регламентируемые МККР, где не работают мощные радиовещательные станции;

По возможности следует выбирать стандартизованные значения основных промежуточных частот, в соответствии с которыми создаются типовые блоки и необходимая измерительная аппаратура. На основании вышесказанного, а также с учетом возможного построения приемника на интегральных микросхемах отечественного производства, выберем fПР1 = 10,7 МГц, fПР2 = 465 кГц. Общая структурная схема проектируемого приемника приведена на рис.1. В этой схеме главный радиотракт приемника состоит из входного устройства (ВУ), усилителя радиочастоты (УРЧ), смесителя (СМ), гетеродин (Г), усилителя промежуточной частоты (УПЧ), автоматическая подстройка частоты (АПЧ). Состав тракта приемника АМ-сигналов определяется методом приема амплитудно-модулированных телефонных сигналов (вид работы J3E), основным из которых является метод гетеродинного детектирования. К достоинствам этого метода относят узкую полосу пропускания в трактах промежуточной и низкой частот. Недостатком схемы является усложнение приемника за счет введения отдельного преобразователя частоты. Для обеспечения работы приемника в заданном диапазоне входных сигналов при допустимом изменении выходного напряжения в связных приемниках используется инерционное АРУ, а также ручная регулировка сигналов. Регулировка усиления с целью уменьшения влияния АРУ на качественные показатели приемника чаще осуществляется в первых каскадах УПЧ, реже - в УРЧ, смесителе и последних каскадах УПЧ. Обзор методов защиты сообщений.

Методы защиты каналов связи от несанкционированного съема информации условно можно разделить на следующие группы:

нарушение нормальной работы средств съема информации;

уничтожение средства съема информации в канале связи;

защиты переговоров путем их шифрации или зашумления.



Условность этой классификации в том, что большинство существующих в настоящее время приборов может выполнять функции, относящиеся к разным классификационным группам. На основании разработок в данной области, в настоящее время существует множество методов преобразования речевого сигнала, представленные на рисунке 1.4.

Рисунок 1.4 Методы преобразования речевого сигнала

Метод шифрации реализуется устройствами, называемыми скремблерами.

Под скремблированием понимают изменение характеристик речевого сигнала таким образом, чтобы полученный сигнал, становился неразборчивым и неузнаваемым, занимая ту же полосу спектра, что и исходный. При использовании скремблера обеспечивается защита переговоров от любых средств съема информации.

Следует так же отметить, что использование скремблеров возможно только тогда, когда у обоих абонентов имеются одинаковые скремблеры. Скремблеры можно разделить на аналоговые и цифровые. Аналоговые скремблеры преобразуют речевой сигнал посредством изменения его амплитудных, частотных и временных параметров в различных комбинациях. Как правило, используют только частотное и временное скремблирование, так как из-за нестабильности характеристик канала связи скремблированный по амплитуде сигнал очень трудно восстановить.

Работа скремблеров делится на несколько этапов. На первом этапе речевое сообщение абонента обрабатывается по какому-либо алгоритму (кодируется) так, чтобы злоумышленник, перехвативший обработанный сигнал, не смог разобрать смысловое содержание исходного сообщения. Затем обработанный сигнал направляется в канал связи. На последнем этапе сигнал, полученный другим абонентом, преобразуется по обратному алгоритму (декодируется) в речевой сигнал с неизбежной потерей качества.

Для того, чтобы раскрыть смысловое содержание защищенного криптографическим способом телефонного разговора, злоумышленнику потребуются:

наличие криптоаналитика;

дорогостоящее оборудование;

некоторое время для проведения криптоанализа.

Последний фактор может свести на нет все усилия, поскольку к моменту раскрытия сообщения высока вероятность того, что оно уже устарело. Кроме того, момент раскрытия может вообще не наступить.

Рассмотрим положительные стороны скремблеров. Принято считать, что скремблеры обеспечивают наивысшую степень защиты телефонных переговоров. Это действительно так, но только в том случае, если алгоритм кодирования-декодирования имеет достаточную криптостойкость. Аналоговые алгоритмы кодирования, которые используются в скремблерах ценой от 300 до 400$ за прибор, более просты и поэтому менее стойки, чем у систем с цифровой дискретизацией речи и последующим шифрованием. Но стоимость последних и выше как минимум в 3 раза.

К достоинствам криптографических систем следует отнести то, что защита происходит на всем протяжении канала связи. Кроме того, безразлично, какой аппаратурой перехвата пользуется злоумышленник. Все равно он не сможет в реальном масштабе времени декодировать полученную информацию, пока не найдет ключевую систему защиты и не создаст автоматический комплекс по перехвату.

К недостаткам криптографической защиты телефонных переговоров относятся:

необходимость установки совместимого оборудования у всех абонентов, участвующих в закрытых сеансах связи;

потеря времени, необходимая для синхронизации аппаратуры и обмена ключами в начале сеанса защищенного соединения;

временная задержка между моментом передачи и моментом приема речевого сообщения, потеря качества сигнала;

невозможность противостоять перехвату речевой информации из помещений в промежутках между переговорами.

В данной работе использован комбинированный метод защиты сообщений, передаваемых в канал связи - метод инверсии спектра с четырьмя перестановками. Данный метод выгодно отличается от метода формирования внеполосной маскирующей помехи или применения импульсной помехи в том же частотном спектре, что и речевое сообщение. Первый метод неэффективен в узкополосных системах связи, к которым относится SSB радиосвязь, т.к. помеха отфильтровывается на этапе приема сигнала, например в трактах УПЧ фильтрами сосредоточенной селекции. Импульсная помеха повышает уровень излучаемой мощности.

Схема с инверсией спектра

Функциональная схема линии связи с инверсией спектра речи и процесс инверсии спектра сигнала при передаче и его восстановление при приеме показан на рисунке 1.5.

Схема инвертора представляет собой балансный смеситель. При частоте гетеродина FГ, равной сумме граничных частот FН и FВ преобразуемого сигнала (3700 Гц для стандартного речевого сигнала с FН = 300 Гц и FВ = 3400 Гц) нижняя полоса частот после смесителя воспроизводится в исходной полосе частот, т.е. в полосе канала в инверсном виде. При приеме производится повторная инверсия и исходный сигнал восстанавливается.

Качество восстановленной речи зависит от параметров (на передающей и на приемной сторонах) смесителей, фильтров, ограничивающих спектр входного сигнала и выделяющих нижнюю полосу частот преобразованного сигнала, а также от коррекции на приемной стороне частотных искажений канала, влияние которых также сказывается инверсно: затухание канала в высокочастотной части спектра на приеме сказывается в низкочастотной части сигнала и наоборот.

При перехвате сигнал с инвертированным спектром может быть легко восстановлен любым аналогичным аппаратом (не обязательно однотипным), а при соответствующей тренировке -- воспринят человеком непосредственно.

Для повышения стойкости защиты некоторые изготовители вводят переменную частоту гетеродина, устанавливаемую партнерами по договоренности в форме числового кода-пароля, вводимого в аппарат при переходе в защищенный режим.

Возможности такого дополнительного частотного сдвига, приводящего к несовпадению спектра передаваемого сигнала и номинальной частотной полосы канала связи и, соответственно, к ухудшению качества восстановленной речи, ограничены несколькими сотнями герц. Достигаемый эффект весьма условен. Действительно, при прослушивании восстановленного сигнала, в случае неравенства частот гетеродинов на передаче и на приеме, в первый момент возникает ощущение неестественной и непонятной речи, которое, однако, почти не мешает воспринимать ее смысл после некоторой адаптации.



Рисунок 1.5 Метод частотной иверсии

Схема с инверсией спектра и четырьмя перестановками

Функциональная схема линии связи с перестановками и инверсией спектра и процесс преобразования с фиксированными перестановками спектральных компонент речевого сигнала при передаче и его восстановления при приеме показан на рисунке 1.6.

При таком преобразовании разборчивость речевого сигнала нарушается в значительно большей степени, чем при простой инверсии. Следует, однако, учитывать, что выбор вариантов частотных перестановок весьма ограничен. Фильтры, выделяющие частотные полосы в исходном и в линейном сигнале, имеют конечную крутизну характеристики, в результате чего на заметном частотном интервале в окрестности границы частотных полос будет происходить заметное невосстановимое смешение различных компонент сигнала. Поэтому затухание АЧХ фильтров в середине соседней полосы должно составлять не менее 50 дБ, что предопределяет высокое качество восстановленной речи.

Число возможных перестановок из трех полос - 3!=6, а из четырех полос - 4!=24. Так как в ТЗ задано не менее 20 каналов связи, то каждой из 24 комбинаций кода будет соответствовать канал связи. Таким образом, количество каналов связи равно 24.

Цифровой синтезатор частоты

Для поиска канала связи ранее использовали механизм, который предполагает наличие специальной шкалы, на которую нанесены частотные риски. Совпадение риски с указателем, перемещающимся под действием ручки настройки, указывает на совпадение частот настройки приемника и передающей радиостанции. Этот способ связан с большими погрешностями.

В современных радиостанциях необходимо предусмотреть высокоточную установка частоты приема, а также возможность занесения в память приемника частоты настройки, и мгновенное извлечение из памяти при необходимости. Эту задачу решает синтезатор частоты настройки, включающий в свой состав как аналоговую, так и цифровую части. Большинство современных синтезаторов строится с использованием микроконтроллеров.



Рисунок 1.6 Метод частотной инверсии с тремя перестановками

Структурная схема цифрового синтезатора частоты представлена на рисунке 1.7. Здесь G1 - опорный генератор, частота которого поддерживается с высокой точностью. В качестве задающего элемента генератора используется кварцевый резонатор. Частота этого генератора подвергается делению с коэффициентом n в блоке А1 до значения, соответствующего требуемой сетки частот, или шага, с которым возможна перестройка частоты приема. Шаг перестройки не должен быть слишком большим, иначе некоторые станции могут быть пропущены. Слишком маленький шаг понижает скорость перестройки, а качество связи от этого не повышается. Сетка частот определятся шириной полосы пропускания тракта ПЧ супергетеродинного приемника. Оптимальный шаг составит приблизительно 0,1--0,05 от ширины полосы пропускания ПЧ.

В составе синтезатора частоты имеется генератор, управляемый напряжением (ГУН) G2. Так как радиостанция работает в симплексном режиме, т.е. на прием или передачу, то Гунном является или гетеродин приемника или гетеродин передатчик. Частота этого генератора также делится с коэффициентом т в блоке А2. Опорная частота и частота ГУН после операции деления подаются на фазовый детектор A3.

Рисунок 1.7 Метод частотной инверсии с тремя перестановками

Детектор А3 формирует управляющий сигнал, пропорциональный фазовой, а значит, и частотной ошибки между обоими сигналами. Сигнал фазовой ошибки проходит через ФНЧ Z1 и подстраивает частоту ГУН до момента совпадения опорной частоты и частоты ГУН (с точностью до фазы). Опуская математические выкладки, запишем конечный результат, который показывает, как формируется частота ГУН:

.

Подстройка синтезатора достигается изменением коэффициента деления m счетчика А2.

Сам по себе ГУН может обладать весьма невысокой стабильностью, но синхронизированный кварцевым генератором он приобретает стабильность последнего.

В мире сегодня выпускается множество разных синтезаторов частоты для профессиональной и любительской аппаратуры. Например, фирма «Филипс» давно освоила и выпускает микросхемы SAA1057 и TSA6057; ОАО «Ангстрем» осваивает выпуск микросхемы КР174ПЛ1 -- полного аналога TSA6057.

В разрабатываемой радиостанции в качестве синтезатора применим ИМС SAA1057.

2. Эскизный расчет приемника

2.1 Расчет полосы пропускания приемника

Проведем расчет полосы пропускания приемника. Необходимая полоса пропускания определяется реальной шириной спектра принимаемого сигнала FС, доплеровским смещением частоты сигнала fД и запасом fЗАП, зависящими от нестабильности частот принимаемого сигнала и гетеродина приемника, погрешностей настройки отдельных контуров и всего приемника, т.е. [2,(2.1)]

П = FС + (2 fД + fЗАП), (2.1)

FС = FMAX - FMIN = 3,5 - 0,3 = 3,2 кГц. (2.2)

Запас fЗАП определим по формуле [2, (2.2)]

(2.3)

где С и Г1, Г2 - относительные нестабильности несущей частоты сигнала fС и частоты fГ1 1-го и fГ2 2-го гетеродинов;

H - относительная погрешность настройки приемника.

В соответствии с [2,§2.2] запишем значения:

Таким образом, используя (3), получим

.

Доплеровское смещение частоты сигналов при приеме подвижным приемником (со скоростью 100 км/ч или 30 м/с) от подвижного передатчика (со скоростью 100 км/ч или 30 м/с), определяется

fД = fС (VПРН+VПРД) / c = 27,41106 (30+30) / 3,0108 5 Гц.

В соответствии с (2.1) найдем необходимую полосу пропускания линейного тракта в приемнике при приеме сигнала с ОМ

П = 3,2103 +20,05103+ 0,285103 3,5 кГц.

С целью определения в дальнейшем коэффициента шума приемника рассчитаем эффективную полосу пропускания отдельных трактов.

Эффективная полоса пропускания главного тракта приема [1]

ПЭФФ = 1,1П = 1,13,5 = 3,8 кГц.

Эффективная полоса пропускания низкочастотного тракта приемника при приеме телефонных сигналов составляет

FСЭФФ = 1,1FС = 1,13,2 = 3,5 кГц.

Оценка целесообразности применения АПЧ

Целесообразность применения системы автоподстройки частоты (АПЧ) для повышения чувствительности и избирательности приемника предварительно можно оценить по коэффициенту сужения КСУЖ полосы пропускания приемника [1]

КСУЖ = П / ПАПЧ = (1+1) / 1+1/КАПЧ, (2.4)

где ПАПЧ - полоса пропускания с учетом системы АПЧ;

КАПЧ - коэффициент автоподстройки частоты;

1=2f ЗАП /FС. (2.5)

Применение системы АПЧ позволяет повысить чувствительность приемника по напряжению в раз, поэтому принято считать, что применение АПЧ целесообразно при КСУЖ 2…3.

Принимая КАПЧ=15, на основании формул (2.4) и (2.5), получим

1 = 20,3 / 3,2 = 0,2;

КСУЖ = (1+0,2)/(1+0,2/15) 1,2.

Отсюда делаем вывод, что применение системы АПЧ нецелесообразно. Отказ от применения системы АПЧ упростит аппаратуру приемника.

Обеспечение заданной чувствительности

Выбор типа и схемы преселектора определяется в первую очередь допустимым коэффициентом шума приемника Ш.

Найдем минимально необходимое отношение сигнал/помеха на входе детектора [2,§13.7]

, (2.6)

где ПЗЧ = FСЭФФ = 3,5 Гц; ПЭФФ = 3,5 кГц.

Так как значение ВЫХ не задано, то можно принимать для слухового приема ВЫХ= 0,7…12 [2]. Тогда

.

Примем ДВХ = 11. Для расчета допустимого коэффициента шума приемника воспользуемся формулой [1]

Ш (Е2А.О/2ВХ )4k Т0ПЭФФRА, (2.7)

где ЕА.О = 3,0 мкВ - чувствительность приемника,

k =1,3810-23 - постоянная Больцмана;

Т0 - температура при которой находится антенна (обычно Т0 = 293 К);

RA= 50 Ом - активное сопротивление антенны.

В формуле (2.7) величина ВХ характеризуется отношением сигнал-шум на входе приемника и равна

вх2 = Ш0 вых2 = Ш0 двх2 = 112 Ш0, (2.8)

где Ш0 - коэффициент шума реального приемника.

Подставляя в выражение (2.7) значение вх2 из формулы (2.8) при Ш0 = Ш, найдем

(2.9)

Или Ш = 20lg(5,0) = 14 дБ.

Расчет велся без учета влияния внешних помех, т.к. уровень внешних помех на входе приемника оказывается больше приведенного к входу уровня шумов приемника. Небольшая величина коэффициента шума говорит о том, заданную чувствительность можно обеспечить, применяя только специальные меры по уменьшению коэффициента шума приемника, например, введение в схему УРЧ. В данном случае, с точки зрения обеспечения заданной чувствительности, первым каскадом приемника после входной цепи должен быть УРЧ.

диапазон передатчик сигнал

2.2 Обеспечение заданной избирательности

В приемниках с двукратным преобразованием частоты избирательность по зеркальному каналу промежуточной частоты осуществляется в преселекторе, а по соседнему - в тракте второй промежуточной частоты, т.е. средствами усилителя 2-й промежуточной частоты.

Полагая, что в УРЧ, как и во входном устройстве, используется одиночный контур, находим минимальную эквивалентную добротность QЭФФ контуров преселектора, при которой будет обеспечена заданная избирательность по зеркальному каналу. Расчет проведем для максимальной частоты диапазона, т.к. обеспечив избирательность на большей частоте, мы добьемся избирательности не хуже на частотах, более низких. Таким образом, эквивалентную добротность равна [1]

(2.10)

Параметр характеризует рассогласование антенно-фидерной системы и входа приёмника. При настроенной антенне в режиме согласования = 1, при связи с ненастроенной антенной при рассогласовании 0,5.

Максимальная допустимая добротность контуров QП любой избирательной системы определяется, с одной стороны, требованиями к ослаблению сигнала П в полосе П данного тракта, а с другой - конструктивной добротностью контуров QК в заданном диапазоне частот. Таким образом, добротность избирательных систем в общем случае должна выбираться из условия

QП Q QЭКВ; QК Q

Значение QК в используемом диапазоне частот составляет 90...180 [1,2], причем чем больше QК, тем труднее обеспечить её конструктивно. Для оценки величины QП преселектора и трактов УПЧ поступаем следующим образом.

Распределяем заданную неравномерность АЧХ приёмника П по трактам согласно [2,§12.1]:

тракт преселектора (ВУ и УРЧ) Ппрес = 0,8 дБ;

тракт промежуточной частоты Пупч = 4,0 дБ;

низкочастотный тракт (УНЧ) Пунч = 2,6 дБ.

Определяем по известной неравномерности АЧХ тракта значения для минимальных частот по формуле [1]:

Преселектор

тракт промежуточной частоты

Так как величина QП в обоих случаях оказались больше добротностей, рассчитанной по формуле (10) и QК допустимой для используемого диапазона частот, то принимаем эквивалентную добротность контуров преселектора и тракта УПЧ QЭКВ = 40. Осуществляем проверку подавления помехи по каналу прямого прохождения (на промежуточной частоте) [1]:



где = fПР1 / fC1 - fC1 / fПР1 = 10,7 / 26,97 - 26,97 / 10,7 = -2,12;

N = 2 - число контуров в тракте сигнальной частоты.

Таким образом, требования ТЗ к избирательности по промежуточной частоте удовлетворяются, поэтому для дальнейших расчётов окончательно принимаем QЭКВ = 40. Определим полосы пропускания преселектора[1]:

где значение функции (n) выбирается из [1,табл.7] для двух резонансных каскадов с одиночными контурами. При этом будут обеспечены заданная избирательность по зеркальному каналу (40 дБ) и одновременно допустимое ослабление сигнала в полосе приема. В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо иметь достаточное ослабление помех, отличающихся на 2fПР2 = 2465 = 930 кГц. Проведем выбор средств обеспечения заданной избирательности по второму зеркальному каналу. Ширину пропускания селективной системы УПЧ1 выберем такой, чтобы не влияла на полосу пропускания линейного тракта. При этом частота пропускания УПЧ1 должна быть не менее ПУПЧ1 = П = 3,5 кГц. Применим УПЧ1 с сосредоточенной избирательностью, т.е. с фильтрами сосредоточенной селекции (ФСС). Выберем монолитный кристаллический фильтр ФП2П4-502 с параметрами, приведенными в таблице 2.1.

Таблица 2.1 Параметры кристаллический фильтр ФП2П4-502

Средняя частота полосы пропускания, МГц	Полоса пропускания, на уровне - 3 дБ, кГц	Селективность при расстройке ±11 кГц, дБ не менее	Затухание в полосе пропускания, дБ	RСОГЛ со стороны источника сигнала, кОм	RСОГЛ со стороны нагрузки, кОм
10,7	3,75	80	3	1,6	1,6

Проведем выбор средств обеспечения заданной избирательности по соседнему каналу. Для этого необходимы данные о разности частот соседних каналов, т.е. fСК = 10 кГц. Также, принимаем частоту пропускания УПЧ2 при приеме сигналов J3E, равную ПУПЧ2 = П = 3,5 кГц.

Избирательность по соседнему каналу (СК) обеспечивается в такте 2-й промежуточной частоты средствами УПЧ2. Селективная система УПЧ2 должна удовлетворять требованиям к полосе пропускания (с заданным ослаблением на краях) и избирательности по соседнему каналу. Применим УПЧ2 с сосредоточенной избирательностью, т.е. с ФСС.

Учитывая возможность применения интегральных схем при построении принципиальной схемы приемника, выберем пьезоэлектрический фильтр ПФ1П-041 [2], имеющий следующие технические характеристики, представленные в таблице 2.2.

Таблица 2.2 Параметры пьезоэлектрического фильтр ПФ1П-041

Средняя частота полосы пропускания, кГц	Полоса пропускания, на уровне - 6 дБ, кГц	Селективность при расстройке ±9 кГц, дБ не менее	Затухание в полосе пропускания, дБ	RСОГЛ со стороны источника сигнала, кОм	RСОГЛ со стороны нагрузки, кОм
465	4,6	55	12	2,0	2,0

Из таблицы 2.2 видно, что в полосу пропускания ФСС (4,6 кГц) не попадет сигнал соседнего канала, отличающийся по частоте от основного на 10 кГц.

Таким образом, применение двух ФСС в тракте 2-й промежуточной частоты обеспечит избирательность по соседнему каналу, не менее 70 дБ, что больше величины СК = 40 дБ, заданной в ТЗ. Очевидно, что применение данного фильтра решает проблему обеспечения избирательности по соседнему каналу, так как его основные параметры полностью удовлетворяют техническому заданию.

2.3 Проверка осуществимости системы АРУ

Определим число регулируемых каскадов главного тракта приема и оценим постоянную времени АРУ АРУ. Требования по работе АРУ определим как: = 48, = 10.

Требуемое число регулируемых каскадов NРЕГ определяем из условия [1]

где NУ - количество каскадов усиления главного тракта приёма;

К1 = 6...10 - изменение коэффициента усиления на один каскад.

Принимаем NРЕГ = 2. Регулировку осуществляем в каскаде УРЧ и УПЧ.

Постоянную АРУ выберем так, чтобы в процессе АРУ, с одной стороны, осуществлялось достаточное подавление низшей модулирующей частоты 300 Гц, а с другой - обеспечивалась возможность отслеживать наиболее быстрое изменение уровня сигнала на входе приёмника. Полагая частоту замирания сигнала на входе приёмника FЗАМ = 1 Гц, принимаем АРУ = 0,75…1,0 с.

Функциональная схема приемника

Определим коэффициент усиления линейного тракта приемника (главного радиотракта) [2, п.9.8]

где UВХ - напряжение сигнала на входе Амплитудного детектора;

КЗ - коэффициент запаса (КЗ = 2…3);

ЕА - чувствительность приемника.

Здесь, при использовании интегральных микросхем (ИС) приняо UВХ = 1 В, КЗ = 2.

Таким образом, коэффициент усиления линейного тракта приемника равен КЛТ = 112 дБ.

С другой стороны, КУ главного радиотракта равен:

КЛТ = КВЦ КУРЧКПЧ1 КФСС1 КУПЧ1КПЧ2 КФСС2 КУПЧ2-1 КФСС3 КУПЧ2-2 = 2,51050,33050,3300,360 = 910103. (119 дБ)

Таким образом, из расчета видно, что преселектор состоит из входной цепи и УРЧ. Тракт первой промежуточной частоты состоит из ФСС и одного каскада УПЧ 1-й промежуточной частоты. Тракт второй промежуточной частоты состоит из двух ФСС для обеспечения большей избирательности по соседнему каналу и двух каскадов УПЧ 2-й промежуточной частоты.

При приеме однополосной модуляции необходимо поставить фильтр верхней боковой полосы (ВБП). При осуществляется фильтрация полезного сигнала перед демодуляцией. В качестве фильтра ВБП, будем использовать ФСС с шириной полосы пропускания не более FС = 3,2 кГц, с частотой настройки fПР+FMIN+FС/2 = 465+0,3+1,6 = 466,9 кГц [11].

3. Разработка электрической функциональной схемы радиостанции

3.1 Функциональная схема модуля защиты

Функциональная схема устройства защиты телефонных сообщений методом инверсии спектра с перестановками представлена на рисунке 3.1.

Рисунок 3.1 Функциональная схема устройства инверсии спектра с перестановками

Устройство работает следующим образом. Рассмотрим этап шифрования (скремблирования). Сигнал с микрофона радиостанции поступает на блок полосовых фильтров. В последних происходит разбиение передаваемого сообщения в частотной области на четыре поддиапазона. Перестановка и инвертирование спектра осуществляется в четырех преобразователях. Преобразователь представляет собой балансный смеситель с гетеродином. Частоты гетеродинов выбираются в зависимости от желаемой комбинации переставленного спектра.

Рассмотрим этап дешифрации сообщения. Сигнал из приемника радиостанции поступает на модуль защиты канала связи. Далее процесс подобен скремблированию: разбиение на поддиапазоны, перестановка и инвертирование спектра. Далее сигнал поступает к абоненту через динамик радиостанции.

3.2 Расчет преобразователей модуля защиты

Для обеспечения 24 перестановок необходимо четыре поддиапазона с частотными параметрами, представленными в таблице 3.1.

Таблица 3.1 Частотные параметры поддиапазонов

Параметр	1-й поддиапазон	2-й поддиапазон	3-й поддиапазон	4-й поддиапазон
Нижняя граничная частота, кГц	fН1 = 0,3	fН2 = 1,1	fН3 = 1,9	fН4 = 2,7
Верхняя граничная частота, кГц	fВ1 = 1,1	fВ1 = 1,9	fВ3 = 2,7	fВ4 = 3,5
Центральная частота, кГц	f1 = 0,7	f2 = 1,5	f3 = 2,3	f4 = 3,1
Полоса частот, кГц	fП = 0,8

Таким образом, получим, что полоса спектра преобразованного речевого сообщения будет равна fС = fВ4 - fН1 = 3,5 - 0,3 = 3,2 кГц.

Количество гетеродинов, необходимых для преобразования заданного числа перестановок определяется удвоенным значением поддиапазонов минус единица. Таким образом, для 24 перестановок четырех поддиапазонов и их инвертирования необходимо семь гетеродинов, частоты которых представлены в таблице 3.2.

Частота гетеродина, который выполняет заданное преобразование, равна сумме нижней частоты преобразуемого (неинвертированного) поддиапазона и верхней частоты преобразованного (инвертированного) поддиапазона.

Таблица 3.2 Частоты гетеродинов и длительность импульсов

Частота гетеродина
F1, кГц (1-й гетеродин)	F2, кГц (2-й гетеродин)	F3, кГц (3-й гетеродин)	F4, кГц (4-й гетеродин)	F5, кГц (5-й гетеродин)	F6, кГц (6-й гетеродин)	F7, кГц (7-й гетеродин)
1,4	2,2	3,0	3,8	4,6	5,4	6,2
Период сигнала гетеродина
T1, мс (1-й гетеродин)	T2, мс (2-й гетеродин)	T3, мс (3-й гетеродин)	T4, мс (4-й гетеродин)	T5, мс (5-й гетеродин)	T6, мс (6-й гетеродин)	T7, мс (7-й гетеродин)
0,71	0,45	0,33	0,26	0,22	0,18	0,16

3.3 Полосовые фильтры модуля защиты

Полосовой фильтр, или полосно-пропускающий фильтр, представляет собой устройство, пропускающее сигналы в диапазоне частот заданной полосы, расположенной приблизительно вокруг центральной частоты.

На рисунке 3.2 изображены идеальная и реальная амплитудно-частотные характеристики, где для практического случая обозначены полоса пропускания (В - верхняя частота полосы пропускания, Н - нижняя частота полосы пропускания), две полосы задерживания , , а также нижняя переходная область и верхняя переходная область .

Передаточную функцию полосового фильтра можно легко получить из передаточной функции нормированного фильтра нижних частот [10].

Существует много типов полосовых фильтров. Фильтры Баттерворта, Чебышева, инверсные Чебышева и эллиптические образуют четыре наиболее известных класса. Фильтр Баттерворта обладает монотонной характеристикой, т.е. характеристика является монотонно спадающей, если она никогда не возрастает с увеличением частоты. Характеристика фильтра Чебышева содержит пульсации (колебания передачи) в полосе пропускания и монотонна в полосе задерживания. Инверсная характеристика фильтра Чебышева монотонна в полосе пропускания и обладает пульсациями в полосе задерживания. Наконец, характеристика эллиптического фильтра обладает пульсациями как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания.

Рисунок 3.2 Идеальная и реальная амплитудно-частотные характеристики полосового фильтра

3.4 Выбор минимального порядка

При выборе типа и порядка фильтров необходимо учитывать, что чем выше порядок фильтров Баттерворта и Чебышева, тем лучше их амплитудно-частотная характеристика. Однако более высокий порядок усложняет схемную реализацию и вследствие этого повышает стоимость. Таким образом, для разработчика представляет интерес выбор минимально необходимого порядка фильтра, удовлетворяющего заданным требованиям.

Другими словами, предположим, что в изображенной на рисунке 3.2 общей характеристике заданы максимально допустимое затухание в полосе пропускания б1 (дБ), минимально допустимое затухание в полосе задерживания б2 (дБ), частота среза юс (рад/с) или fс (Гц) и максимальная допустимая ширина переходной области TW, которая определяется следующим образом:

. (3.1)

Следовательно, полоса задерживания должна начинаться с некоторой частоты . Задача состоит в нахождении минимального порядка n, который будет удовлетворять всем этим условиям.

Для фильтра Баттерворта б1 = 3дБ минимальный порядок можно определить по формуле [10]

, (3.2)

где логарифмы могут быть или натуральными или десятичными.

Уравнение (3.1) можно записать в виде

. (3.3)

и полученное соотношение подставить в (3.2) для нахождения зависимости порядка n от ширины переходной области, а не от частоты ю1. Параметр называется нормированной шириной переходной области и является безразмерной величиной. Следовательно, TW и юс можно задавать и в радианах на секунду, и в герцах.

Минимальный порядок фильтра Чебышева определяется следующим образом [10]:

. (3.4)

Уравнение (3.3) снова можно использовать для исключения частоты ю1.

Минимальный порядок инверсного фильтра Чебышева n, требуемый для обеспечения заданных технических требований б2, юс и ю1, определяется следующим образом:

. (3.5)

Расчет минимального порядка фильтра

Используя вышесказанное [12], получим сводную таблицу значений необходимого порядка фильтра. Зададимся следующими параметрами фильтра: максимально допустимое затухание в полосе пропускания б1 = 3 дБ, минимально допустимое затухание в полосе задерживания б21 = 30 дБ, б22 = 40 дБ, б23 = 50 дБ. Расчет порядка фильтра проведем для фильтра первой перестановки, т.е. частота среза fC = 1,1 кГц и максимальная допустимая ширина переходной области равна 1,4, т.е. f1 = 1,5 кГц.

Результаты расчета представлены в таблице 3.3.

Таким образом, для обеспечения затухания в середине соседней полосы не менее 50 дБ, основным типом фильтра устройства защиты может быть как фильтр Чебышева, так и инверсный фильтр Чебышева 8-го порядка. Остановим свой выбор на инверсном фильтре Чебышева, так как его амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) равномерна в полосе пропускания, а пульсации АЧХ имеет лишь в полосе задерживания.

Таблица 3.3 Минимально необходимый порядок фильтра

Тип фильтра	Расчет	Порядок фильтра
б21 = 30 дБ
Фильтр Баттерворта		11
Фильтр Чебышева		5
Инверсный фильтр Чебышева		5
б22 = 40 дБ
Фильтр Баттерворта		15
Фильтр Чебышева		7
Инверсный фильтр Чебышева		7
б23 = 50 дБ
Фильтр Баттерворта		18
Фильтр Чебышева		8
Инверсный фильтр Чебышева		8

4. Разработка электрической принципиальной схемы приемника

4.1 Выбор элементной базы

В связи с тем, что современная элементная база, основываясь на достижениях микроэлектроники, позволяет достичь высококачественного радиоприема, предпочтительней строить приемники профессиональной связи на основе интегральных микросхем (ИМС). Это позволяет уменьшить вес и габаритные размеры приемника, уменьшить потребляемую мощность, а значит построить экономичный радиоприемник, упростить их проектирование, настройку, ремонт.

При выборе интегральных микросхем основным критерием являются их технические характеристики и стоимость. Анализируя результаты расчета, полученные в предыдущих пунктах курсового проектирования, выбираем следующие микросхемы:

К174ПС1 - преобразователь;

К174ХА2 - для приемного тракта телефонных сигналов;

К2УС2414 - усилитель промежуточной частоты;

К174УН7 - усилитель мощности низкой частоты.

Рассмотрим их применение более подробно, основываясь на их основных параметрах, функциональном составе и типовой схеме включения.

Схема электрическая принципиальная приведена в приложении В.

4.2 Расчет входной цепи

Проверка перекрытия диапазонов. В проектируемом приемнике применим электронную перестройку частоты. Для перекрытия частотного диапазона применим варикап КВ109Г, характеристики которого следующие.

Варикап кремниевый эпитаксиально-планарный. Выпускается в пластмассовом корпусе с гибкими ленточными выводами.

Общая емкость варикапа при f = 1-30 МГц, при Uобр=3 В равна СВАР = 8…17 пФ.

Коэффициент перекрытия по емкости при Uобр = 3…25 В, не менее 4.

Температурный коэффициент емкости - (500300)10-6 1/K

Добротность при Uобр=3 В и частоте f=50 MГц, не менее 160.

Постоянный обратный ток при Uобр=25, не более 0,5 мкА

Рассеиваемая мощность при T до 323 К 5 мВт.

Рисунок 4.1 Зависимость емкости варикапа КВ109 от напряжения

Питание варикапов можно организовать путем ввода делителя напряжения, например резистивного.

Определим эквивалентную емкость схемы CСХ, при которой выбранный ранее варикап обеспечит перекрытие диапазона.

Требуемый коэффициент перекрытия поддиапазона с учетом запаса равен

При Uобр=2 В С=12 пФ; при Uобр=5 В С=8 пФ.

Определим требуемую емкость подстроечного конденсатора

СП = ССХ - СL - СM - n2 СВН = 91 - 20 - 20 - 1,62 5 = 36 пФ.

где СМ - емкость монтажа,

СL - собственная емкость катушки контура

СВН - емкость, вносимая электронным прибором.

Так как емкость СП положительна и сравнима с величиной СL + СM + n2 СВХ = 20 + 20 + 1,62 5 = 55 пФ, то можно считать, что выбранный переменный конденсатор обеспечивает заданное перекрытие.

Эквивалентная емкость контура ВЦ:

СЭ=СMIN+ CСХ … CMAX+ CСХ =8+36…12+36 = 44…48 пФ

ВЦ - часть схемы приемника, связывающая антенно - фидерную систему со входом 1-ого каскада. Она предназначена для передачи напряжения сигнала от антенны к первому каскаду и для ослабления внешних помех. В качестве схемы ВЦ выберем ВЦ с индуктивной связью с антенной.



Рисунок 4.2 Схема ВЦ с индуктивной связью

Определим индуктивность катушки контура:

мкГн

Определим величину индуктивности катушки связи:

мкГн

Коэффициент связи входного контура с антенной определяется из двух условий:

а) Вносимая из антенны в контур расстройка на частотах, где реактивное сопротивление скомпенсировано, не должна превышать половины полосы пропускания. Следовательно, расчет нужно вести по наибольшей частоте поддиапазона.

б) Второе условие - обеспечение наименьшего вносимого затухания:

0,01

Коэффициент передачи напряжения сигнала входной цепи:

=

Подставляя значения частоты fMIN, fMAX, fCP получим три точки коэффициента передачи напряжения сигнала в рабочем диапазоне.

Квц1=5,3; Квц2=5,4; Квц3=5,5.

Коэффициент неравномерности передачи напряжения сигнала:

=1.03

4.3 Схема усилителя радиочастоты

Усилитель радиочастоты выполнен на транзисторе VT1 по схеме с общим эмиттером с последовательным питанием. Схема УРЧ представлена на рисунке 4.2.



Рисунок 4.2 Усилитель высокой частоты

Расчет производится в следующей последовательности [7].

Определяем изменение обратного тока коллектора.

где T0 = 2930К.

Определим тепловое смещение Uб напряжение базы:

где = 1,8 мВ/К;

Рассчитываем нестабильность коллекторного тока:



Вычислим величину резисторов:

Выбираем R6=910 Ом. Тип С2-23. Мощность 0,125 Вт.

Выбираем R4 = 3кОм. Тип С2-23. Мощность 0,125 Вт.

Выбираем R2=3,6 кОм. Тип С2-23. Мощность 0,125 Вт.

Выбираем R3 = 470 Ом. Тип С2-23. Мощность 0,125 Вт.

Подсчитаем емкости конденсаторов:

Выбираем С10=3 нФ. Тип К10-7В, группа ТКЕ-М47.

Произведем расчет коэффициента усиления УРЧ.

где m, n - коэффициенты включения (в нашем случае m=n). Выберем m=n=0,3.

- модуль крутизны усиления активного элемента на резонансной частоте.

GЭ - эквивалентная проводимость нагруженного контура.

где - собственная проводимость потерь контура;

- затухание, Q - добротность. Зададимся Q не хуже 50.

G22 - выходная проводимость транзистора;

G22=0,3 мкСим;

Gн - проводимость нагрузки, в нашем случае смесителя. Выберем Gy = 1 мСим.

Определим

где

где - граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ. .

где h11б - входное сопротивление транзистора в схеме с общей базой;

- сопротивление эмиттерного перехода (причем IЭ берется в мА);

- коэффициент, учитывающий технологию изготовления транзистора;

- постоянная времени обратной связи;

Ск = 7 пФ - емкость коллекторного перехода.

, т.е.

Получили усиление К0 = 11 по напряжению. Переведем К0 в децибелы, получим 20,8 дБ, что незначительно отличается от требуемых 20 дБ.

4.4 Схема главного радиотракта

Как указывалось выше в разделе выбора элементной базы, радиотракт и УПЧ собраны на ИМС К174ХА2 и микросхемы К2УС2414.

ИМС К174ХА2 представляет собой многофункциональную микросхему радиоприемного тракта, выполняющую функции усиления и преобразования сигналов с частотой до 27 МГц. В состав микросхемы входят: усилитель радиочастоты (УРЧ) с АРУ, смеситель, гетеродин, УПЧ с АРУ. Номинальное напряжение питания микросхемы равно 9 В.

...