Радиостанция со встроенным модулем защиты канала связи

ИМС К174ХА2 представляет собой многофункциональную микросхему радиоприемного тракта, выполняющую функции усиления и преобразования сигналов с частотой до 27 МГц. В состав микросхемы входят: усилитель высокой частоты с АРУ, смеситель, гетеродин, УПЧ с АРУ. Структурная схема ИМС К174ХА2 представлена на рисунке 4.3.



Рисунок 4.3 Структурная схема ИМС К174ХА2

Назначение выводов:

1 - вход 1 УВЧ; 2 - вход 2 УВЧ; 3 - вход усилителя АРУ УВЧ; 4, 5, 6 - выводы гетеродина; 7 - выход УПЧ; 8 - общий, питание (); 9 - вход усилителя АРУ УПЧ; 10 - выход усилителя индикации; 11,13 - выводы УПЧ; 12 - вход УПЧ; 14- вход стабилизатора напряжения (); 15,16 - выходы смесителя.

Электрические параметры:

Номинальное напряжение питания: 9 В.

Коэффициент усиления напряжения при UП = 9 В, fПР = 465 кГц, не менее 22 дБ.

Коэффициент шума при, не более : при UП = 9 В - 10 дБ.

Предельные эксплутационные данные:

Напряжение питания: 4,8…15В.

Максимальное входное напряжение: 2 В.

Максимальная частота входного сигнала: 27 МГц.

Температура окружающей среды: -25…+55оС.

Практическая схема включения ИМС К174ХА2, описанная в [4], использована при проектировании приемника.

Рассчитаем параметры контура УПЧ. Выберем индуктивность контура, равную L6 = 1 мкГн. Тогда диапазон изменения номинала емкости контура для приема сигнала равен

В качестве второго каскада УПЧ выбрана четырехтранзисторная ИМС DA2 К2УС2414. Характерной особенностью многотранзисторных ИМС является использование непосредственных связей между каскадами и применение отрицательных обратных связей для повышения стабильности. Параметры контуров тракта второй промежуточной частоты (465 кГц), подключаемые к выводу 9 следующие: L11 = 50 мкГн, а емкость определяется по формуле

4.5 Схема амплитудного демодулятора

В состав демодулятора входят: полосовой фильтр, смеситель, гетеродин.

В качестве активных элементов в смесителе, схема которого использована в данном приемнике, широкое распространение получили диоды Д9Б. Номиналы емкости и сопротивления выбираются исходя из условия

2fВRC [(1-m2)1/2]/m.

Выберем

R20=R21=1кОм, С35=С36=100пФ; fВ=fПР+FС/2=465+1,55=466,55 кГц.

Тогда

23,14466,554103110310010-12 = 0,4 [(1-0,92)1/2]/0,9 = 0,5.

В качестве гетеродина демодулятора выберем генератор, собранный на интегральной микросхеме 219ГС2 с кварцевой стабилизацией частоты [6].

Диапазон генерирования 0,3…300 МГц, что позволяет использовать в проектируемом приемнике. Относительная нестабильность частоты в рабочем диапазоне температур, заданных в ТЗ, не превышает 10-6. Выходное напряжение не менее 230 мВ. Потребляемая мощность не более 15 мВт. Для возникновения колебаний необходимо, чтобы колебательный контур был настроен на частоту кварцевого резонатора. При данной схеме включения ИМС, эквивалентная емкость контура равна

Таким образом, С34 = 10010-12, С37 = 11010-12, СZQ1 = 1010-12 - паразитная емкость кварца.

Частоту гетеродина примем равной промежуточной, т.е. 465 кГц. Тогда номинал катушки индуктивности равен

4.6 Схема низкочастотного тракта

Принимаем коэффициент преобразования детектора равным КАД = 1,5, определяем напряжение на входе УНЧ в телефонном режиме [1]:

UУНЧ = 0,3UВХ КАД = 0,3 1,5 0,5 = 250 мВ.

Находим номинальное выходное напряжение УНЧ:

UНОМ = UН mmax/ m = 1,4 0,9/ 0,9 = 1,4 В.

где U2Н = PВЫХRН = 25010-38 =2,0 В - нормальное выходное напряжение УНЧ (UН = 1,4 В).

Рассчитаем необходимый коэффициент усиления УНЧ

КУНЧ = КЗАП UНОМ/ UУНЧ = 2 1,4/ 0,25 12.

Определим нормальную РН и номинальную РНОМ выходные мощности УНЧ

РН = (UН)2 UНОМ / 2RН = 1,42 1,4 / 28 = 175 мВт;

РНОМ = РН (mmax/ m)2 = 17510-3 (0,9/ 0,9)2 = 175 мВт.

Выбираем по справочнику [4] для УНЧ микросхему К174УН7, имеющую следующие параметры

напряжение источника питания 15 В;

потребляемый ток не более 20 мА;

коэффициент усиления по напряжению более 150;

входное напряжение на частоте 1 кГц 50 кОм;

диапазон частот FH=40 Гц; FB=20 кГц;

коэффициент гармоник Кг<2%;

выходная мощность 2,5 Вт.

5. Разработка электрической принципиальной схемы передатчика

5.1 Расчет генератора с внешним возбуждением

Так как используется ОМ, то расчет генератора ведется в точке максимальной мощности P1max так, чтобы не было превышения допустимых значений тока и напряжений транзистора.

Проведем выбор транзистора. Исходя из рассчитанной ранее максимальной мощности на транзисторе 14 Вт, выберем транзистор 2Т970А.

Для расчёта будут необходимы данные выбранного транзистора:

rнас = 0,25 Ом - сопротивление насыщения;

rб = 1,25 Ом - сопротивление базы;

rэ = 0,05 Ом - сопротивление эмиттера;

в0 = 100 - коэффициент передачи по току в схеме с общим эмиттером;

fT = 1,6 ГГц - граничная частоты транзистора;

Ск = 180 пФ - ёмкость коллектора;

Сэ = 1000 пФ - ёмкость эмиттера;

Lэ = 0,2 нГн - индуктивность эмиттерного вывода;

Lб = 0,5 нГн - индуктивность базового вывода;

Еотс = 0,7 В - напряжение отсечки для кремниевых транзисторов.

При полном использовании транзистора по напряжению, т.е. Uкmax = Uкдоп, напряжение коллекторного питания должно быть не более значения, которое находится из следующего соотношения [14]:

Eкmax = (0,4…0,543)·Uкдоп = 0,4·60 = 24 В.

Учитывая, что радиостанция переносная, и что питающее напряжение нужно выбирать как можно ниже, выберем Eкmax = 12 В.

Электрический расчет режима работы транзистора состоит из двух этапов - расчет коллекторной цепи и расчет входной цепи. При этом входная цепь транзистора строится таким образом, чтобы импульсы коллекторного тока были близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки ?=90, либо близким к нему. Учитывая, что rнас = 0,25 Ом (табл.3.1 [14]), а б1(и) = 0,5 для и = 90?, рассчитаем амплитуду первой гармоники напряжения Uк1max на коллекторе [14]

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока равна [14]

Постоянная составляющая коллекторного тока равна [14]

Здесь б0(и) = 0,319, б1(и) = 0,5 для и = 90є ,[14].

Полученные значения токов Iк1max и Iк0max не превышают предельных значений токов выбранного транзистора. Можно продолжать расчёт.

Максимальная мощность, потребляемая от источника питания [14]

P0max = P0ном = Eкmax ? Iк0max = 12·1,7 20 Вт.

Тогда коэффициент полезного действия (КПД) коллекторной цепи при максимальной нагрузке [41]

Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора определяется как

Pкmax P0ном - P1max ? КБВ = 20 - 14·0,7 = 10 Вт,

где КБВ - коэффициент бегущей волны на входе согласующей системы, возникающий из-за неидеальности согласования выходного каскада с фидером. Согласно [1] примем КБВ = 0,7.

Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки равно [14]

При расчётах предполагается, что между базовым и эмиттерным выводами по высокой частоте включён резистор Rд, сопротивление которого определяется следующим образом

а между базовым и коллекторным выводами - резистор сопротивлением RБК, которое определяется следующим образом [14]



Так как

то амплитуда базового тока равна [14]

Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе Uбэmax не должно превышать допустимое 1,5Uбэдоп = 6 В [14]

Вычислим постоянные составляющие базового и эмиттерного токов [14]

Iбо = Iкоmax / во = 1,7 / 100 = 17 мА;

Iэо = Iкоmax + Iбо =1,7+0,017 = 1,017 А.

Напряжение смещения на эмиттерном переходе [14]

На рисунке 5.1 изображена эквивалентная схема входного сопротивления транзистора.

Рисунок 5.1 Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора

Параметры схемы можно вычислить по формулам

Здесь Ска = Ск = 180 пФ.

Подставив полученные ранее значения величин, получим

Определим резистивную и реактивную составляющие входного сопротивления транзистора Zвх = rвх + j?Xвх [14]:

Входная мощность [14]

Pвх = 0,5?Iб2?rвх = 0,5?0,42?5,8 = 0,5 Вт ;

Коэффициент усиления по мощности [14]

Кр = Р1max / Pвх ;

Кр = 14 / 0,5 = 28.

Полученный коэффициент усиления каскада по мощности меньше максимального коэффициента усиления транзистора оконечного каскада.

5.2 Расчет цепей питания

На практике наибольшее распространение получили схемы питания, показанные на рисунке 5.2. Внешнее смещение обеспечивается от отдельного источника или от источника коллекторного питания Еп = Екmax = 12 В.

Значения сопротивлений R1 и R2 определяются из следующих соотношений R1 = (Еп / Еотс - 1)?R2 [14].

Сопротивление Rд = R2 шунтирует вход транзистора по радиочастоте.

Сопротивление R2 = Rд = 6 Ом, которое было определено ранее. Значит R1 = (12/0,7 - 1)?6 = 96 Ом. Из стандартного ряда сопротивлений Е24 выберем R1= 100 Ом.

Разделительную емкость СР1 в цепях питания транзистора следует выбирать из условия [2, стр. 116]

.

Исходя из этого, выбираем СР=0,47 мкФ.

Блокировочную емкости СБЛ в цепях питания транзистора следует выбирать из условия [14, стр. 116]

.

Исходя из этого, выбираем СБЛ=0,47 мкФ.

Блокировочная индуктивность Lбл должна иметь достаточно высокое значение. Поэтому Lбл = 2 мкГн. В рассчитанной схеме сопротивление R2 = Rд = 10 Ом обеспечивает угол отсечки коллекторного тока близким к 90є.



Рисунок 5.2 Цепи питания транзистора

5.3 Расчет выходной колебательной системы

Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзисторов в нелинейном режиме, должны бать ослаблены в нагрузке передатчика (антенне, фидере) до уровня, определенного техническим заданием. Как правило, это обеспечивается выходной колебательной системой (ВКС), устанавливаемой после оконечного каскада.

Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей, ВКС должна обеспечивать при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД. В передатчиках работающих на фиксированной частоте, ВКС можно строить на основе Г-, П- и Т-цепочек (ФНЧ), которые одновременно будут обеспечивать как фильтрацию высших гармоник, так и трансформацию нагрузочного сопротивления (входного сопротивления антенны, фидера) в оптимальное нагрузочное сопротивление генератора на основной частоте. В этом случае на выходе колебательной системы включают специальный реактивный согласующий элемент (переменную емкость или индуктивность), компенсирующий реактивную составляющую нагрузочного сопротивления, т.е. . при этом остальные элементы ВКС обеспечивают трансформацию резистивных сопротивлений в .

Выбор первого элемента - параллельной емкости или последовательной индуктивности - определяется схемой генератора. Для транзисторных генераторов с резонансной нагрузкой, ВКС должна начинаться с параллельной емкости.

Допустимый ток n-й гармоники (n=2, вторая гармоника) в нагрузке

6,3 мА,

где Вт - допустимая мощность второй гармоники в нагрузке, что соответствует подавлению внеполосных излучений передатчика не менее 40 дБ, заданному в ТЗ; - резистивная составляющая нагрузки на частоте второй гармоники (в данном расчете примем Ом).

Необходимый коэффициент фильтрации, который должна обеспечивать ВКС,

,

где = Ik2= Ikmax2=2,70,212=0,57 А - известен из расчета выходного усилителя мощности.

Число реактивных элементов m (которое для ФНЧ совпадает с порядком фильтра) берут из условия

,

где 40.

В качестве ВКС применим цепочку изображенную на рисунке 5.3.

Рисунок 5.3 Схема выходной колебательной системы

Т.к. в данной схеме R1 и R2 различаются более, чем в 10 раз (3,3 Ом и 50 Ом), то две цепочки должны последовательно трансформировать нагрузочное сопротивление. При этом промежуточное сопротивление RН = 7 Ом, выбирается как среднегеометрическое между R1 и R2. Выберем R01 = 0,5 и R02 = 4,0. Элементы L и C П-цепочек, находят по формулам ([14] табл.3.2).

С учетом условия

,

найдем емкость С1

Найдем остальные элементы

нФ,

Исходя из заданных и рассчитанных данных, рассчитывают действительный коэффициент фильтрации, который должен быть в 1,5…2 раза больше необходимого коэффициента фильтрации.



где - суммарное реактивное сопротивление СУ и нагрузки на частоте n-гармоники.

Тогда, отношение действительного и необходимого коэффициента фильтрации будет равно

70.

Таким образом, данная цепь согласования обеспечивает требуемый уровень мощности побочного излучения не более, чем 10-3 мВт.

Как видно это соотношение, приемлемо. Следовательно, данная колебательная система обеспечивает необходимую фильтрацию высших гармоник.

Для расчета КПД ВКС необходимо рассчитать КПД двух отдельных цепочек ([2], табл.3.2)

0,975,

0,9,

где - добротности катушек индуктивности L2, L4.

Далее находим КПД ВКС равный произведению и

0,972

В транзисторных передатчиках индуктивность выходной колебательной системы обычно выполняют в виде проволочных цилиндрических однослойных катушек. Цилиндрические проволочные катушки обладают достаточно высокой добротностью. Катушки индуктивности ВКС выполним холодной тугой намоткой с шагом на керамике.

На этом расчет выходной колебательной системы считается законченным.

6. Разработка принципиальной схемы модуля защиты

6.1 Выбор элементной базы построения фильтров

Применение усилительных элементов выгодно отличает активные фильтры от фильтров на пассивных элементах. К преимуществам активных фильтров в первую очередь следует отнести:

способность усиливать сигнал, лежащий в полосе их пропускания;

возможность отказаться от применения таких нетехнологичных элементов, как индуктивности, использование которых несовместимо с методами интегральной технологии;

легкость настройки;

малые масса и объем, которые слабо зависят от полосы пропускания, что особенно важно при разработке устройств, работающих в низкочастотной области;

простота каскадного включения при построении фильтров высоких порядков.

Вследствие вышеизложенного, фильтры нижних частот проектируемого устройства построены на микросхеме импортного производства. Выберем ИМС MAX293, MAX294, MAX297 - эллиптические фильтры ФНЧ восьмого порядка с коммутируемыми конденсаторами.

Отличительные особенности [15]:

управляемая тактовым сигналом полоса боковых частот: от 0.1 Гц до 25 кГц (MAX293/MAX294) от 0.1 Гц до 50 кГц (MAX297);

не требуют внешних резисторов и конденсаторов;

работа с встроенным или с внешним тактовым генератором;

отношение тактовой частоты к боковой частоте фильтра: 100:1 (MAX293/MAX294) 50:1 (MAX297);

уни/биполярное питание +5 В/±5 В;

незадействованный ОУ для реализации сглаживающего фильтра или фильтра подавления тактовых шумов;

корпуса двухрядный 8-pin DIP и wide SO.

Области применения:

фильтрация голосовых сигналов/ данных;

фильтрация сигналов ЦАП.

Таблица 6.1 Эллиптические фильтры

Модель	Функция	Число элементов в корпусе	Суммарный порядок всех секций фильтра	Тип фильтра	Частота среза	Напр. питания	Тип корпуса
МАХ293	Перестраиваемый эллиптический НЧ фильтр 8-го порядка на переключаемых конденсаторах	1	8	НЧ	0.1 Гц... 25 кГц	5,+/-5	SO, DIP
МАХ294	Перестраиваемый эллиптический НЧ фильтр 8-го порядка на переключаемых конденсаторах	1	8	НЧ	0.1 Гц... 25 кГц	5,+/-5	SO, DIP
MAX297	Перестраиваемый эллиптический НЧ фильтр 8-го порядка на переключаемых конденсаторах	1	8	НЧ	0.1 Гц... 50 кГц	5,+/-5	SO, DIP
MAX 7403	Перестраиваемый эллиптический НЧ фильтр 8-го порядка на переключаемых конденсаторах с 5-вольтовым питанием	1	8	НЧ	1 Гц... 10 кГц	5	DIP, SO
MAX274	Аналоговый полосовой фильтр, не требующий тактового сигнала, с характеристиками Чебышева, Баттерворта, Бесселя и эллиптической	4	8	ПФ	до 150 кГц	5,+/-5	DIP, SO

ИС MAX293/MAX294/MAX297 являются простыми в применении, эллиптическими фильтрами низкой частоты восьмого порядка, с коммутируемыми конденсаторами, с возможностью установки боковых частот от 0,1 Гц до 25 кГц ( MAX293/MAX294), или от 0,1 Гц до 50 кГц (MAX297). Фильтр MAX294 имеет коэффициент передачи 1,2, обеспечивающий еще более крутой спад характеристики и уровень в полосе заграждения -58 дБ. Фильтры MAX293/MAX297 имеют коэффициент передачи 1,5, обеспечивающий крутой спад характеристики и уровень в полосе заграждения -80 дБ.

Все три фильтра имеют фиксированные выходные характеристики, так что, задача разработки сводится к выбору тактовой частоты, которая формирует боковую частотную характеристику фильтра.

ИС MAX293/MAX294/MAX297 производятся в корпусах 8 -pin DIP/SO и в 16-pin wide SO, обеспечивая требуемые рабочие характеристики при минимальном занимаемом пространстве.

Итак, в качестве ФНЧ выберем ИС MAX293.

Вследствие вышеизложенного, полосовые фильтры проектируемого устройства построены на микросхеме импортного производства, технические характеристики которой сведены в таблицу 6.2.

Таблица 6.2 Эллиптические фильтры

Модель	Функция	Число элементов в корпусе	Суммарный порядок всех секций фильтра	Тип фильтра	Частота среза	Напр. питания	Тип корпуса
MAX274	Аналоговый полосовой фильтр, не требующий тактового сигнала, с характеристиками Чебышева, Баттерворта, Бесселя и эллиптической	4	8	ПФ	до 150 кГц	5,+/-5	DIP, SO

6.2 Разработка и электрический расчет ФНЧ

Таким образом, ФНЧ в проектируемом устройстве выполнен на двух ИМС MAX293 в корпусе DIP-8. ФНЧ имеет коэффициент усиления 2,25 и уровень сигнала в полосе заграждения -80 дБ, что соответствует расчетам по разделению полосы частот сигнала и помехи (не менее 68 дБ). Типовая схема включения ИМС представлена на рисунке 6.1.

Для генерации тактового сигнала с помощью встроенного генератора, необходимо подключение внешнего конденсатора, а также, возможно использование внешнего тактового сигнала.

Назначение выводов ИМС MAX93 в корпусе DIP-8:

1: CLK - вход тактового генератора;

2: V- - подключение отрицательного источника питания (-5В);

3: OPOUT - выход незадействованного внутреннего ОУ;

4: OPIN- - вход незадействованного внутреннего ОУ;

5: OUT - выход фильтра 8-го порядка;

6: GND - общий вывод;

7: V+ - подключение положительного источника питания (+5В);

8: IN - вход фильтра 8-го порядка.

Рисунок 6.1 Типовая схема включения ИМС MAX293

Максимальная тактовая частота данной микросхемы 2,5 МГц, что ограничивает частоту среза ФНЧ до 25 кГц. Вывод CLK предназначен для подключения внешнего тактового генератора или емкости, задающей частоту внутреннего тактового генератора. При использовании внутреннего тактового генератора, разработка фильтра сводится к расчету подключаемого внешнего конденсатора емкостью CCLK [15]. Исходя из заданной частоты среза ФНЧ 3,5 кГц, значение емкости определяется по формуле

,

где СCLK - емкость внешнего конденсатора, заданная в пФ;

fСР - частота среза ФНЧ, заданная в кГц.

Выбирая значение емкости конденсатора из стандартного ряда Е24, получим, что CCLK = 100 пФ.

6.3 Разработка и электрический расчет ПФ

Полосовой фильтр представляет собой устройство, которое пропускает сигналы в диапазоне частот с шириной полосы, расположенной приблизительно вокруг центральной частоты. Как выше было показано, необходимо использовать эллиптический фильтр, порядок которого не менее 12-го.

Выберем ИМС MAX274 - активный аналоговый фильтр 8-го порядка.

Отличительные особенности [16]:

аналоговые фильтры - не требуют тактового сигнала, нет тактовых шумов;

возможна реализация фильтров Баттерворта, Чебышева, Бесселя, а также эллиптических;

выходы ФНЧ и полосовых фильтров;

уни/биполярное питание +5 В/±5 В;

фильтр 8-го порядка - 4 секции 2-го порядка;

диапазон центральной частоты: до 150 кГц;

низкий уровень шумов: -86 дБ;

температурный дрейф центральной частоты: в пределах 1%.

Области применения:

фильтрация частот в приложениях аудио/ сонарном/ авионики;

сглаживающие фильтры с низким уровнем искажения;

сглаживающие фильтры ЦАП;

модемы.

Типовая схема включения ИМС представлена на рисунке 6.2.

Назначение выводов ИМС MAX93 в корпусе DIP-24:

1: LPO1 - выход ФНЧ 1-ой секции;

2: IN1 - вход 1-ой секции;

3: BPI1 - вход ПФ 1-ой секции;

4: BPO1 - выход ПФ 1-ой секции;

5: V+ - подключение положительного источника питания (+5В);

6: LPI1 - вход ФНЧ 1-ой секции;

7: LPI2 - вход ФНЧ 2-ой секции;

8: FC - задание отношения внутренних резисторов;

9: BPO2 - выход ПФ 2-ой секции;

10: BPI2 - вход ПФ 2-ой секции;

11: IN2 - вход 2-ой секции;

12: LPO2 - выход ФНЧ 2-ой секции;

13: LPO3 - выход ФНЧ 3-ей секции;

14: IN3 - вход 3-ей (С) секции;

15: BPI3 - вход ПФ 3-ей секции;

16: BPO3 - выход ПФ 3-ей секции;

17: V- - подключение отрицательного источника питания (-5В);

18: LPI3 - вход ФНЧ 3-ей секции;

19: LPI4 - вход ФНЧ 4-ой секции;

20: GND - общий вывод;

21: BPO4 - выход ПФ 4-ой секции;

22: BPI4 - вход ПФ 4-ой секции;

23: IN4 - вход 4-ой секции;

24: LPO4 - выход ФНЧ 4-ой секции.

Рисунок 6.2 Типовая схема включения ИМС MAX 274

Активные аналоговые фильтры MAX274 состоят из независимых, каскадируемых секций фильтров 2-го порядка. Каждая из секций может быть настроена на любую частотную характеристику полосовых фильтров или ФНЧ, таких, как фильтр Баттерворта, Бесселя, Чебышева, а также эллиптический. Программируется четырьмя внешними резисторами. ИС MAX274, благодаря аналоговой конструкции, обеспечивают более низкие уровни шумов, чем фильтры с коммутируемыми конденсаторами, а также, более высокие динамические характеристики. А так, как, аналоговые фильтры не требуют тактовых сигналов, применение MAX274 исключает ступенчатость выходного сигнала и тактовые шумы.

ИС MAX274 включает в себя четыре секции фильтров второго порядка, позволяя реализовывать фильтр восьмого порядка. Диапазон центральной частоты составляет до 150 кГц, и имеет 1% дрейф во всем диапазоне рабочих температур. Коэффициент полных гармонических искажений типично, не превышает - 89 дБ.

Для расчета номинала внешних резисторов, задающих АЧХ фильтра, воспользуемся схемой одной секции ИМС МАХ274, представленной на рисунке 6.3.

Рисунок 6.3 Схема одной секции ИМС МАХ274

Определим требования к ПФ исходя из частотных параметров поддиапазонов, приведенных в таблице 2.1. Методика расчета ПФ на основе ИМС МАХ274, приведенная в [16], предполагает задаться сопротивлениями резисторов, представленных на рисунке 6.3, и провести расчет полученных значений центральной частоты, добротности и коэффициента усиления активного фильтра. При этом, на вход FC ИМС МАХ274 подадим напряжение питания (V+). Тогда, отношение Rx/Ry, будет равно 0,4. Коэффициент усиления каждого из трех фильтров должен быть одинаковым. Примем равным 5.

Проведем расчет 1-го полосового фильтра на ИМС DA3.

Нижняя, верхняя и центральная частоты ПФ1 определены ранее и равны fН1 = 0,3 кГц, fВ1 = 1,1 кГц, f1 = 0,7 кГц, полоса пропускания ПФ1 равна f = 0,8 кГц.

Тогда, добротность и затухание фильтра будет рана

Q = f1 / f = 0,7 / 0,8 = 0,88,

d = 1 / Q = 1 / 1,22 = 1,14.

Выберем значения сопротивления резисторов для расчета центральной частоты и добротности, равными R1 = 125 кОм, R2 = 780 кОм, R3 = 620 кОм, R4 = 100 кОм. Подадим на вход FC ИМС МАХ274 напряжение питания (V+). Тогда, отношение Rx/Ry, будет равно 0,4. Значения центральной частоты полосового фильтра f0, добротности Q и коэффициента передачи в полосе частот К0, определяются по следующим формулам [16]

Таким образом, рассчитанный ПФ1 по характеристикам в полной мере удовлетворяет ранее определенным требованиям.

Проведем расчет 2-го полосового фильтра на ИМС DA4.

Нижняя, верхняя и центральная частоты ПФ2 определены ранее и равны fН2 = 1,1 кГц, fВ2 = 1,9 кГц, f2 = 1,5 кГц, полоса пропускания ПФ2 равна f = 0,8 кГц.

Тогда, добротность и затухание фильтра будет рана

Q = f2 / f = 1,5 / 0,8 = 1,87,

d = 1 / Q = 1 / 0,53 = 0,53.

Выберем значения сопротивления резисторов для расчета центральной частоты и добротности, равными R1 = 125 кОм, R2 = 720 кОм, R3 = 620 кОм, R4 = 20 кОм. Подадим на вход FC ИМС МАХ274 напряжение питания (V+). Тогда, отношение Rx/Ry, будет равно 0,4. Значения центральной частоты полосового фильтра f0, добротности Q и коэффициента передачи в полосе частот К0, определяются по следующим формулам [16]

Таким образом, рассчитанный ПФ2 по характеристикам в полной мере удовлетворяет ранее определенным требованиям.

Проведем расчет 3-го полосового фильтра на ИМС DA5.

Нижняя, верхняя и центральная частоты ПФ3 определены ранее и равны fН3 = 1,9 кГц, fВ3 = 2,7 кГц, f3 = 2,3 кГц, полоса пропускания ПФ3 равна f = 0,8 кГц.

Тогда, добротность и затухание фильтра будет рана

Q = f3 / f = 2,3 / 0,8 = 2,87,

d = 1 / Q = 1 / 2,87 = 0,35.

Выберем значения сопротивления резисторов для расчета центральной частоты и добротности, равными R1 = 125 кОм, R2 = 300 кОм, R3 = 620 кОм, R4 = 20 кОм. Подадим на вход FC ИМС МАХ274 напряжение питания (V+). Тогда, отношение Rx/Ry, будет равно 0,4. Значения центральной частоты полосового фильтра f0, добротности Q и коэффициента передачи в полосе частот К0, определяются по следующим формулам [16]

Таким образом, рассчитанный ПФ3 по характеристикам в полной мере удовлетворяет ранее определенным требованиям.

Проведем расчет 4-го полосового фильтра на ИМС DA6.

Нижняя, верхняя и центральная частоты ПФ4 определены ранее и равны fН4 = 2,7 кГц, fВ4 = 3,5 кГц, f4 = 3,1 кГц, полоса пропускания ПФ4 равна f = 0,8 кГц.

Тогда, добротность и затухание фильтра будет рана

Q = f4 / f = 3,1 / 0,8 = 3,86,

d = 1 / Q = 1 / 3,86 = 0,26.

Выберем значения сопротивления резисторов для расчета центральной частоты и добротности, равными R1 = 125 кОм, R2 = 160 кОм, R3 = 620 кОм, R4 = 20 кОм. Подадим на вход FC ИМС МАХ274 напряжение питания (V+). Тогда, отношение Rx/Ry, будет равно 0,4. Значения центральной частоты полосового фильтра f0, добротности Q и коэффициента передачи в полосе частот К0, определяются по следующим формулам [16]



Таким образом, рассчитанный ПФ4 по характеристикам в полной мере удовлетворяет ранее определенным требованиям.

6.4 Разработка гетеродинов

Гетеродин реализован на микросхеме К561ЛП2, которая представляет собой логический элемент типа ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Все семь гетеродинов собраны по однотипной схеме. Схема первого гетеродина представлена на рисунке 6.4.

Рисунок 6.4 Схема тактового генератора

С момента перезапуска до окончания импульса пройдет время и, определяемое времязадающими элементами R и С. Длительность выходного импульса можно рассчитать по формуле

и= 0,89СR . (6.1)

Проведем расчет семи гетеродинов, используя формулу 6.1 и данные таблицы 2.1. Для расчета параметров времязадающей RC-цепи тактового генератора значения конденсатора и резистора примем равным:

для 1-го гетеродина С1 = 0,015 мкФ, R2 = 9,1 кОм;

для 2-го гетеродина С2 = 0,015 мкФ, R4 = 9,1 кОм;

для 3-го гетеродина С3 = 0,015 мкФ, R6 = 9,1 кОм;

для 4-го гетеродина С4 = 0,015 мкФ, R8 = 9,1 кОм;

для 5-го гетеродина С5 = 0,015 мкФ, R10 = 9,1 кОм;

для 6-го гетеродина С10 = 0,015 мкФ, R16 = 9,1 кОм;

для 7-го гетеродина С11 = 0,015 мкФ, R18 = 9,1 кОм.

Тогда, значение резистора, рассчитанные по формуле (6.1). будут равны

для 1-го гетеродина

Ом;

для 2-го гетеродина

Ом;

для 3-го гетеродина

Ом;

для 4-го гетеродина

Ом;

для 5-го гетеродина

Ом;

для 6-го гетеродина

Ом;

для 7-го гетеродина

Ом.

Таким образом, выберем резисторы R1, R3, R5, R7, R9, R11, R17 типа СП5-2ВБ, с номинальным значением 9,1 кОм.

6.5 Расчет сумматора

Схема сумматора на два входа, может быть получена как частный случай схемы сложения - вычитания, представленной на рисунке 6.5. Для этого входные напряжения необходимо подавать только на неинвертирующий вход ОУ, что и реализовано в схеме, показанной на рисунке 6.6.

Чтобы выходное напряжение усилителя определялось выражением

(6.2)

должно выполняться следующее условие

(6.3)

Необходимую балансировку схемы можно выполнить соответствующим подбором сопротивления резистора R.

Посмотрим, как полученные условия баланса схем на рисунках 6.5 и 6.6 соотносятся с полученными ранее условиями отсутствия погрешности выходного напряжения, обусловленной протеканием конечных входных токов Iвх ОУ. Сравнивая выражение

, (6.4)

с условиями (6.2) и (6.3), можно прийти к заключению, что если в представленных схемах при выборе резисторов R' и RОС руководствоваться условием

, (6.5)

то выполнение условий (6.2) и (6.3) ведет к автоматическому выполнению условия (6.5).

Действительно, если в выражении (6.3) выполнено условие (6.5), то . Из этого вытекает, что сопротивление R равно сопротивлению параллельно включенных резисторов R1, R2, R3, R4 и, следовательно, между входами ОУ и общей шиной включены одинаковые резисторы. Это означает выполнение условия (6.4).

Сделанный вывод справедлив для схемы дифференциального усилителя на рисунке 6.6. Чтобы в данном усилителе на выходе не только присутствовала сумма напряжений его инвертирующего и неинвертирующего входов, но и была минимизирована возникающая при этом погрешность, необходимо при проектировании пользоваться условием

Согласно вышеприведенным выкладкам, выберем номиналы элементов сумматора в соответствии с рядом Е24, номиналы сопротивлений равны



Рисунок 6.5 Схема сложения-вычитания нескольких выражений

Рисунок 6.6 Схема сумматора на четыре входа

7. Разработка принципиальной схемы синтезатора частот

7.1 Синтезатор частот

Итак, микросхема SAA1057 стоит порядка 2 долларов и выпускается в 18-выводном корпусе DIP. Назначение выводов показано в таблице 7.1, электрические характеристики приведены в таблице 7.2.

Таблица 7.1 Назначение выводов ИМС SAA1057

Номер вывода	Обознач.	Назначение
1	TR	Выводы подключения элементов, обеспечивающих работу фазового детектора
2	TSA
3	TCB
4	DSC	Вывод подключения блокировочного конденсатора
5	IN	Вход буферного усилителя
6	OUT	Выход буферного усилителя
7	Vcc3	Вывод питания выходного усилителя
8	FFM	Вход частоты ГУН ЧМ
9	Vcc1	Вывод питания цифровой ВЧ части
10	DCA	Входной разделительный конденсатор
11	FAM	Вход частоты ГУН AM
12	DATA	Линия программирования синтезатора
13	DLEN	Линии программирования синтезатора
14	CLB
15	Vee	Общий вывод
16	Vcc2	Вывод питания цифровой и аналоговой НЧ части
17	XTAL	Вывод подключения кварцевого резонатора
18	TEST	Тестовый вывод

Таблица 7.2 Электрические характеристики ИМС SAA1057

Параметр технических условий	Мин.	Норма	Макс.	Ед. изм.
Напряжение питания:
на выводе Vcc1	3,6	5	12	в
на выводе Vcc2	3,6	5	12
на выводе Vcc3	Vcc2	--	31
Ток потребления:
в режиме AM	--	16	--	мА
в режиме ЧМ	--	20	--
ПО ВЫВОДУ Vcc3	0,3	0,8	1,2
Входная частота AM	512	Г-	32000	кГц
Входная частота ЧМ	70	--	120	МГц
Входная емкость по выводу 11	--	3,5	--	пФ
Входная емкость по выводу 8	--	3,0	--	пФ
Частота кварцевого генератора	--	4,000	--	МГц
Входные сигналы DLEN, CLB, DATA:
низкий уровень	0	--	0.8	В
высокий уровень	2,4	--	Vcc1
Установка сигналов DLEN, CLB, DATA	5	--	--	МКС
Удержание сигналов DLEN, CLB, DATA:
DATA to CLB	0	--	--	МКС
DLEN to CLB	2	--	--
Время готовности к приему следующего	0 3			мс
пакета данных (асинхронный режим)

Структурная схема SAA1057 показана на рисунке 7.1. Цифрами на ней обозначены:

1 -- входной каскад ЧМ сигнала;

2 -- входной каскад AM сигнала;

3 -- делитель на 10;

4 -- встроенный стабилизатор напряжения;

5 -- интерфейсная схема программирования;

6 -- мультиплексор;

7 -- 15-битный программируемый счетчик;

8 -- фазовый детектор;

9 -- блокировка слова А (15 бит);

10 -- блокировка слова В (15 бит);

11 --регистр-защелка (16 бит);

12 -- цифровой фазовый детектор;

13 -- счетчик;

14 -- сумматор;

15 -- делитель частоты опорного генератора (коэффициент 100 или 125);

16 -- программируемый токовый усилитель;

17 -- буферный каскад;

18 -- опорный кварцевый генератор;

19 -- схема формирования тестового сигнала.

Рисунок 7.1 Структурная схема ИМС SAA1057

Программирование синтезатора осуществляется с помощью двух слов длиной по 16 бит каждое. Слово «В», содержащее служебную информацию, «прошивается» в первую очередь, слово «А» содержит данные о частоте настройки. Важно отметить, что, если предполагается использовать синтезатор только в диапазоне АМ, слово «А» можно «прошить» только один раз, при включении приемника. Структура управляющих слов показана на рисунке 7.2.Здесь 16-й бит каждого слова определяет принадлежность его к той или иной группе (А или В). До введения любого слова должно быть установлено состояние leading zero (ведущий ноль). Слово «А» может программироваться в диапазоне от 512 до 32767 (в десятичном представлении, естественно) и других особенностей не имеет. Рассмотрим последовательность бит при программировании слова «В» более подробно.

Рисунок 7.2 Структура управляющих слов

FM -- селектор АМ/ЧМ («1» -- ЧМ, «0» -- AM); REFH -- шаг сетки частот (в режиме ЧМ: «1» - 12,5 кГц, «0» -10,0 кГц; в режиме AM: «1» -- 1,25 кГц, «0» -- 1,00 кГц); СРЗ, СР2, СР1, СРО -- биты выбора режима выходного тока программируемого токового усилителя выбираются согласно таблице 7.3.

Таблица 7.3 Биты выбора режима выходного тока

СРЗ	СР2	СР1	СРО	Iвых, mА
0	0	0	0	0,023
0	0	0	1	0,07
0	0	1	0	0,23
0	1	1	0	0,7
1	1	1	0	2,3

SB2 -- бит автоматической установки. В случае, если этот бит программируется в «0», младшие 8 бит слова «В» автоматически становятся нулями;SLA -- бит способа передачи («1» -- синхронная, «0» -- асинхронная); PDM1, PDMO -- биты управления цифровым фазовым детектором выбираются согласно таблицы 7.4.

Таблица 7.4 Биты управления цифровым фазовым детектором

PDM1	PDM2	Состояние цифрового фазового детектора
0	x	Автоматическое включение/выключене
1	0	Постоянно включен
1	1	Постоянно выключен

BRM -- бит включения выходного усилителя, позволяющий отключить усилитель в моменты передачи данных («1» -- автоматическое отключение; «0» -- постоянное включение);

ТЗ, Т2, Т1, ТО -- биты задания тестового сигнала (рекомендуется эти биты программировать нулями).

Программирование синтезатора частоты осуществляется по диаграмме, приведенной на рисунке 7.3. Вначале все три линии (DLEN, CLB, DATA) устанавливаются в нулевое состояние. После этого линия DLEN переводится в состояние «1» и стробируется импульсом по входу CLB. Линия данных DATA находится в состоянии leading zero.

Рисунок 7.3 Программирование синтезатора частоты

Далее поступает пакет данных, стробируемых по входу CLB. После окончания передачи пакета данных (первым должен быть передан бит 16, последним -- бит 0) линия DLEN переводится в состояние нуля и следует стробирующий импульс по входу CLB. Если последняя операция не будет выполнена, синтезатор не сможет начать работу. Рекомендуется также цикл записи бита выполнять за время не менее 30 мкс.

Типовая схема включения синтезатора на базе ИМС SAA1057 использована в радиостанции и приведена на рисунке 7.4.

Рисунок 7.4 Типовая схема включения ИМСSAA1057

7.2 Управляющий контроллер

Микроконтроллер КР1878ВЕ1 предназначен для использования в системах управления, работающих в масштабе реального времени. Микроконтроллер отличается высокой производительностью, наличием энергонезависимой памяти данных, возможностью многократного перепрограммирования памяти команд, малым количеством внешних выводов и низким током потребления. Введением в память команд соответствующих прикладных программ осуществляется адаптация микроконтроллера к каждому конкретному применению.

Особенности контроллера.

Память команд на электрически стираемом ППЗУ (ЭСППЗУ) . 1Кбх16

Память данных:. ОЗУ . 128Кб х 8.ЭСППЗУ . 64 Кб х 8

Система команд . 52 команды

Тактовая частота . 32 kHz, 8 MHz

Время выполнения любой команды 2 такта (250ns при частоте 8 MHz)

Прерывания . 7 (начальный пуск, системная ошибка, сторожевой таймер, порт А, порт В, таймер, окончание записи в ЭСППЗУ)

Время реакции на прерывание . 3 такта

12 линий вв/выв с индивидуальным управлением направлением и прерыванием от любой линии. Максимальный ток . 25 мА

16-разрядный таймер с 8-разрядным делителем счетной частоты

Сторожевой таймер с автономным генератором

Технология изготовления микросхемы . КМОП, два металла

Ток потребления:

. < 2 мA при VCC = 5 В и f = 5 мГц

. 50 мкА при VCC = 5 В и f = 32 кГц

. <1 мкА в режиме STOP

Микроконтроллер КР1878ВЕ1 содержит функционально законченные устройства: центральный процессор, ЭСППЗУ команд, ОЗУ данных, ЭСППЗУ данных, сторожевой таймер, 2 порта ввода/вывода и таймер общего назначения. Обмен данными между центральным процессором, ОЗУ данных и периферийными устройствами производится по единой шине. По цоколевке КР1878ВЕ1 совместим с подобными микроконтроллерами фирм Microchip, Zilog.

Структурная схема микроконтроллера приведена на рисунке 7.5 .

Рисунок 7.5 Структурная схема микроконтроллера

Конструктивные особенности контроллера. Микроконтроллер изготовлен по КМОП-технологии в пластмассовом 18-вы-водном корпусе DIP типа 2104.18-8 (рис. 4). Цоколевка и описание выводов приведены на рисунке 7.6 и в таблице 7.2.

Рисунок 7.6 Чертеж корпуса и цоколевка корпуса

Таблица 7.5 Описание выводов

Центральный процессор микроконтроллера An15E03 предназначен для выполнения арифметических и логических преобразований 8-разрядных операндов, расположенных в памяти микроконтроллера. Архитектура процессора характеризуется разделенной памятью команд и данных. Это позволяет совместить процессы выборки команд и выборки операндов из памяти. Система команд процессора . симметричная, т.е. имеются двухоперандные команды, работающие одновременно с двумя операндами. Выборка операндов из памяти данных в случае двухоперандных команд производится одновременно по двум различным шинам данных SRC операнда и данных DST операнда, с отдельными шинами адресов. Запись результата в память производится также по отдельной шине записи данных. Адрес записи совмещен с адресом чтения операнда DST.

Команды процессора имеют размерность 16 разрядов. Для обеспечения механизмов перехода к подпрограммам и прерываний программ в процессоре существует отдельный аппаратный стек глубиной в восемь адресов, где хранятся адреса возврата из подпрограмм и прерываний. В процессоре имеются служебные регистры для поддержки адресации операндов.

Для сохранения значений этих регистров и слова состояния процессора при прерываниях программ и переходов к подпрограммам введен отдельный аппаратный стек данных глубиной в 16 байт. Обращения к регистрам периферийных устройств микроконтроллера происходят по тем же шинам и точно так же, как и к оперативной памяти.

Любая из команд процессора выполняется за одинаковый период времени. Одновременнона разных стадиях выполняются три команды процессора. Условные и безусловные переходы происходят по абсолютным адресам памяти команд, что позволяет устранить потерювремени при выполнении переходов.

Принципы адресации операндов, система команд, механизм прерываний программ и временное представление процесса выполнения команд подробнее описаны ниже.

Структурная схема центрального процессора приведена на рисунке 7.7.



Рисунок 7.7 Структурная схема центрального процессора

7.3 Буквенно-цифровый ЖКИ

Современный приемник устроен так, что имеет всего несколько кнопок, а максимум необходимой для пользователя информации отображается на цифровом табло. Обычно табло выполняется на основе технологии жидких кристаллов (ЖКИ), на нем отображается частота настройки, состояние внутренних узлов, уровни сигналов, информация RDS и многое другое. Ведущие фирмы специально разрабатывают ЖКИ под конкретную модель, компонуют отображаемую информацию по принципам эргономики.

Буквенно-цифровые ЖКИ выпускаются сегодня многими фирмами за рубежом (Optrex Corporation, Intech, Powertip, Data Vision, leiko Instruments, Az Displays), проходят их освоение у нас в стране, индикаторы различаются количеством строк, количеством выводимых символов в строке, типом жидких кристаллов, наличием или отсутствием подсветки. Конструкция индикаторов представляет собой печатную плату, на которой расположены выводы подключения и управляющие элементы. Сверху на печатной плате закреплено жидкокристаллическое табло в металлической оправке. Индикатор крепится к лицевой панели с помощью четырех отверстий, расположенных по углам печатной платы.

В основе схемы управления всех буквенно-цифровых ЖКИ лежит специализированная микросхема KS0066 или ее аналоги (например, HD44780), которая имеет большое число выводов, часть из которых подключена к жидкокристаллическому табло, а часть выведена для подачи управляющих сигналов. Управление типовым индикатором осуществляется с помощью 16-контактного разъема, причем два контакта (15 и 16) могут быть не задействованы, если отсутствует подсветка индикатора. Технология отображения символов может быть разной: супертвист нематической, черно-белой и отражающей. Различаются и способы подсветки: электролюминесцентная, светодиодная, флуоресцентная с холодным катодом. Важно отметить, что все индикаторы, обладающие элементами подсветки, значительно дороже по стоимости в сравнении с такими же ЖКИ, но не имеющими подсветки. Более того, супертвист нематический способ отображения на самом деле самый неудачный, так как формируемые символы обладают малой контрастностью, видны не под всеми углами. И тем не менее эти индикаторы самые дешевые, поэтому автор рекомендует использовать их в радиолюбительских конструкциях. Кстати, подсветку можно сделать самостоятельно, обточив и прикрепив по контуру индикатора несколько светодиодов.

Назначение управляющих выводов ЖКИ приведено в таблице 7.6.

Таблица 7.6 Назначение выводов стандартного ЖКИ

1 Vss Общий вывод
2 Vdd Питание
3 Vee Управление контрастностью
4 RS Управление «данные/команды»
5 R/W Управление «чтение/запись»
6 Е Импульс строба
7 DBO Шина данных и команд
8 DB1 Шина данных и команд
9 DB2 Шина данных и команд
10 DB3 Шина данных и команд
11 DB4 Шина данных и команд
12 DB5 Шина данных и команд
13 DB6 Шина данных и команд
14 DB7 Шина данных и команд
15 LEDA Питание подсветки
16 LEDB Питание подсветки

Данные могут поступать в ЖКИ по 8- или 4-разрядной шине (при нехватке разрядов МК) по линиям DBO-DB7 или DB4-DB7. При этом для отображения символов использован так называемый принцип знакогенератора. В памяти управляющей микросхемы жестко «прошита» таблица символов, представленная на рисунке 7.8. Соответствующий символ отображается при приеме информации по линиям DBO-DB7. Из рисунка 7.8 хорошо видно, что комбинация из 8 бит содержит 255 уникальных ячеек знакогенератора. К слову, знакогенератор может быть русифицированным, то есть иметь набор букв кириллицы или не иметь не только русских букв, но даже и английских, а, например, только иероглифы. Естественно, набор символов обязательно помечается в маркировочном названии. Обращайте на это обстоятельство внимание при покупке индикатора!



Рисунок 7.8 Знакогенератор ЖКИ русифицированный

Управлять индикатором в режиме простого ввода символов (когда символы выводятся последовательно, один за другим) просто: достаточно подать на линии DBO--DB7 код символа, а затем провести стробирование по входу Е. Запись данных произойдет по спаду сигнала Е. Сигнал RS в этом случае должен находиться в положении «1», а сигнал R/W -- в положении «0».

Однако полный цикл управления индикатором несколько сложнее. В режиме простого вывода символов знакоместа заполняются слева направо, последовательно. С помощью системы управляющих команд происходит очистка индикатора или изменение после вывода в определенном знакоместе. Перед началом работы индикатор также должен быть сконфигурирован, иначе он не сможет работать. Учитывая это, необходимо ввести отображение курсора (постоянно горящего или мерцающего), возможность его отключения, различные сдвиговые режимы (режимы прокрутки отображаемой информации).

Индикатор может работать как в однострочном, так и в двухстрочном режиме. Например, для DV-16100 первые 8 символов принадлежат первой строке, а вторые 8 -- строке номер два. Всего же обеим строкам принадлежит по 40 символов. Если сконфигурировать однострочный режим, все возможности индикатора не будут использованы. Поэтому используется режим двух строк.

Запись команд происходит также по стробу Е, при этом сигналы RS и R/W устанавливаются в положение «». Код команды передаются по линиям DBO--DB7. В таблице 7.7 приведены основные команды ЖКИ.

Таблица 7.7 Команды управления ЖКИ

Код команды	Описание команды
DB7	DB6	DB5	DB4	DB3	DB2	DB1	DB0
0	0	0	0	0	0	0	1	Очистка индикатора
0	0	0	0	0	0	1	x	Возврат курсора в начальное положение
0	0	0	0	0	1	I/D	SH	Установка режима ввода: I/D -- увеличение/уменьшение адреса; SH -- сдвиг дисплея вправо/влево
0	0	0	0	1	D	C	B	Команда включения диспления: D - включение/выключение курсора; С - включение/выключение курсора; В - управление мерцанием курсора
0	0	0	1	S/C	R/L	x	x	Сдвиг курсора или дисплея: S/C -- сдвиг курсора/дисплея; R/L -- сдвиг вправо/влево
0	0	1	DL	N	F	x	x	Команда конфигурации: N -- количество строк дисплея; F -- размер шрифта знакогенератора
0	1	AC5	AC4	AC3	AC2	AC1	AC0	Установка адреса знакогенератора пользователя
1	AC6	AC5	AC4	AC3	AC2	AC1	AC0	Установка адреса встроенного ОЗУ (Однострочный режим - от 00h до 4Fh; двухстрочныи -- от 00h до 27h и от 40h до 67h)

В составе ЖКИ имеется несколько ячеек, в которые можно заложить собственные символы знакогенератора. Существуют команды чтения из ОЗУ кодов введенных символов и чтения состояния управляющей микросхемы. Эти операции осуществляются при установке сигнала R/W в положение «1». Команда чтения состояния позволяет определить, выполняет ли индикатор в данный момент какие-либо операции или ждет приема информации. Команда выполняется при установке сигнала RS в положение «0». Если линия DB7 установлена управляющей микросхемой в высокое состояние, это свидетельствует о занятости индикатора -- операции вывода производить нельзя. Радиолюбителю рекомендуется пользоваться более простой операцией вывода, когда после выполнения любой команды дается задержка перед следующей на время не менее 40 мкс.

Токопотребление ЖКИ до 10 мА при напряжении питания 5 В. Не рекомендуется превышать значение питающего напряжения выше 7 В. Регулировку контрастности следует осуществлять в соответствии со схемой, приведенной на рисунке 7.9. Резистором R необходимо добиться такого положения, при котором отображаемые на табло символы будут наиболее контрастными, а засветка знакомест -- минимальной. Поэкспериментируйте с этим резистором при разных положениях индикатора в пространстве.



Рисунок 7.9 Питание ЖКИ

Так как индикатор слабо защищен от наводок по цепям питания, отображаемая информация может сбиваться. Поэтому в алгоритм работы индикатора введено периодическое обновление информации с периодом в 1 секунду.

8. Моделирование элементов схемы устройства защиты на ЭВМ

8.1 Цели и задачи моделирования

В рамках дипломного проектирования было разработано устройство защиты телефонных сообщений методом инверсии спектра с тремя перестановками. Поэтому целью моделирования является проверка принятых схемотехнических решений при проектировании.

Сформулируем задачи моделирования:

анализ влияния порядка фильтров на внеполосное затухание;

проверка правильности выбора порядка и типа фильтра;

построение АЧХ блока преобразователей, т.е. трех полосовых фильтров, с целью определения уровня межполосного прохождения сигнала.

Моделирование выполнялось с использованием программы схемотехнического моделирования MicroCap_6.0 [13].

8.2 Результаты моделирования

Полосовые фильтры предназначены для разделения спектра исходного речевого сообщения на три равных частотных поддиапазона. Для использования в устройстве защиты был определен полосовой инверсный фильтр Чебышева 8-го порядок. Исходя из сформулированной ранее задачи на моделирование, выберем следующую схему для моделирования полосовых фильтров, представленную на рисунке 8.1.

В схеме для моделирования, представленной на рисунке 8.1, используется фильтр верхних частот (ФВЧ) и фильтр нижних частот (ФНЧ). Макромодели ФНЧ и ФВЧ представлены на рисунк...