Линии передачи СВЧ-диапазона

Потери полосковых линий складываются, как и в коаксиальном волноводе, из потерь в диэлектрике д и потерь в проводниках п:

= л + п.

Значения д и п могут быть найдены из соотношений, приведенных, например, в книге "Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств"/ С.И. Бахарев и др. / Под ред. В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982. - 328 с. Графики, представленные на рис. 1.32 - 1.36, взяты из этой книги.

Следует отметить, что предельная мощность, передаваемая по полосковым линиям, существенно меньше мощности, передаваемой по полым и коаксиальным волноводам. Это объясняется значительной концентрацией энергии поля вблизи края полоски, малым зазором между полоской и экраном, рассеянием мощности в диэлектрике линии, а также малой шириной полоски.



2. Принципы согласования линии передачи с нагрузкой

На практике чаще всего длинные линии используются для передачи мощности от генератора к нагрузке. Для этого предпочтительным является режим бегущей волны. С целью обеспечения указанного режима необходимо, чтобы сопротивление нагрузки Zн = Rн + jХн удовлетворяло двум условиям: активная часть нагрузки Rн должна равняться волновому сопротивлению линии

Rн = W, (2.1)

а реактивная часть нагрузки Хн должна равняться нулю:

Хн = 0. (2.2)

Если сопротивление нагрузки удовлетворяет условиям (2.1), (2.2), то говорят, что линия согласована с нагрузкой.

2.1 Цели согласования

Общий принцип согласования комплексных сопротивлений состоит в том, что в линию дополнительно включается согласующий элемент, отражение от которого компенсирует отражение от нагрузки. При этом стремятся, чтобы согласующий элемент был расположен как можно ближе к нагрузке. Это делается для уменьшения длины несогласованного участка линии от нагрузки до согласующего элемента. Включение в линию согласующего элемента преследует следующие цели:

увеличение мощности, передаваемой в нагрузку;

увеличение электрической прочности линии;

увеличение КПД линии;

устранение вредного влияния отраженной волны на генератор.

В режиме смешанных волн в линии происходит чередование максимумов и минимумов напряжения. В местах максимумов напряжения облегчаются условия для электрического пробоя. Устранение отраженной волны приводит к уменьшению напряжения в максимуме. Поэтому по такой линии можно передать большую мощность или увеличить ее электрическую прочность.

Влияние согласования на КПД линии рассмотрено выше (см. с. 30) и проиллюстрировано на рис. 1.21. Установлено, что КПД тем выше, чем лучше согласована линия с нагрузкой, т.е. чем меньше модуль коэффициента отражения |Г|.

Отраженная от нагрузки волна направляется в генератор и может существенно повлиять на режим его работы. Например, недостаточное согласование генератора с линией передачи может привести к изменению частоты генерируемых колебаний, уменьшению выходной мощности генератора или к полному срыву процесса генерации. Требования к Kсв на выходе генератора в значительной степени определяются типом этого генератора.

Для согласования комплексных нагрузок используются различные согласующие устройства, которые по соображениям сохранения высокого КПД тракта выполняются чаще всего из реактивных элементов.

2.2 Способы узкополосного согласования

Узкой принято считать полосу частот 2f, составляющую единицы процентов от средней частоты f0. В этой полосе должен быть обеспечен допустимый уровень согласования Kсв < Kсв доп. Типичный график зависимости Kсв тракта от частоты представлен на рис. 2.1. Конкретное значение Kсв доп определяется назначением и типом тракта, условиями его эксплуатации и лежит в пределах 1,02... 2.

В узкой полосе частот в качестве согласующих элементов используются следующие устройства: четвертьволновый трансформатор, последовательный шлейф, параллельный шлейф, два и три последовательных или параллельных шлейфа.

Такие согласующие устройства используются в линиях передачи различных типов (двухпроводных, коаксиальных, полосковых, волноводных и т.п.). Тип линии передачи определяет конкретную конструкторскую реализацию этих устройств.

Рис. 2.1. Типичная зависимость Kсв тракта от частоты

Четвертьволновый трансформатор. Это устройство представляет собой четвертьволновый отрезок линии с волновым сопротивлением Wтp W, включенным в разрыв основной линии передачи. Найдем место включения трансформатора в линию и его волновое сопротивление. Принцип работы такого согласующего устройства основан на трансформирующем свойстве четвертьволнового отрезка линии (1.28), которое в рассматриваемом случае примет вид:

Zвх(z0)Zвх(z0 + л / 4) = W2тp,

где Zвх(z0) - входное сопротивление линии, нагруженной сопротивлением нагрузки Zн, в месте подключения трансформатора z0 (рис. 2.2); Zвх(z0 + л / 4) - входное сопротивление четвертьволнового трансформатора в сечении (z0 + л / 4) с подключенным к нему отрезком линии длиной z0, нагруженной сопротивлением нагрузки Zн.

Рис. 2.2. Согласование линии с нагрузкой с помощью четвертьволнового трансформатора

Условия согласования (2.1), (2.2) требуют, чтобы Zвх(z0 + л / 4) = W, т. е. Zвх(z0)W = W2тp.

Отсюда следует, что Zвх(z0)должно быть чисто действительной величиной:

Zвх(z0) = Rвх(z0).

Таким образом, четвертьволновый трансформатор для согласования может включаться в таких сечениях линии z0, в которых входное сопротивление линии чисто активное. Входное сопротивление линии чисто активное в сечениях линии, где напряжение достигает максимума или минимума. Поэтому четвертьволновый трансформатор включается в максимумах или минимумах напряжения и его волновое сопротивление определяется соотношением:

.

В максимумах напряжения Rвх = WKсв, поэтому при включении трансформатора в максимум напряжения его волновое сопротивление Wтp > W. В минимумах напряжения Rвх = W / Kсв, поэтому при включении трансформатора в минимум напряжения Wтp < W. Таким образом, выбор места включения трансформатора (максимум или минимум напряжения) определяет соотношение его волнового сопротивления с волновым сопротивлением линии, а это, в свою очередь, определяет соотношение геометрических размеров поперечного сечения трансформатора и линии.

Рис. 2.3. Четвертьволновые трансформаторы: а) - на двухпроводной линии б) - на коаксиальном волноводе

Рис. 2.4. Эпюры напряжения в линии: а - с комплексной нагрузкой; б - с комплексной нагрузкой и трансформатором Wтp > W; в - с комплексной нагрузкой и трансформатором Wтp < W

На рис. 2.3 представлены варианты исполнение четвертьволнового трансформатора на основе двухпроводной и коаксиальной линий для двух рассмотренных случаев. Из рисунка следует, что в конструкторском отношении предпочтительнее вариант Wтp < W. На рис. 2.4 представлены эпюры напряжения в линии без согласующего устройства и с согласующими четвертьволновыми трансформаторами Wтp > W и Wтp < W.

Последовательный шлейф. Согласующее устройство в виде последовательного шлейфа представляет собой отрезок обычно короткозамкнутой линии длиной lш, с волновым сопротивлением W, который включается в разрыв одного из проводов линии (рис. 2.5). Согласование достигается подбором места включения шлейфа в линию zш и длины шлейфа lш. Найдем zш и lш из условия согласования линии в сечении zш. В этом сечении входное реактивное сопротивление шлейфа jXш(lш) включено последовательно с входным сопротивлением линии Zвх(zш) = Rвх(zш) + jXвх(zш). Сумма этих сопротивлений должна быть равна волновому сопротивлению линии:

Zвх(zш) + jXш(lш) Rвх(zш) + jXвх(zш) + jXш(lш) = W.

Отсюда находим:

Rвх(zш) = W; (2.4)

Xвх(lш) = - Xвх(zш). (2.5)

Из (2.4) можно найти zш, а из (2.5) - длину lш. Расчетные соотношения могут быть представлены в виде

zш = (l/)arctg;

lш = (l/)arctg;

= 2/.



Из этих соотношений следует, что последовательный шлейф необходимо включать в таком сечении линии, где активная часть ее входного сопротивления равна волновому сопротивлению линии. Длину шлейфа следует подбирать такой, чтобы его реактивное сопротивление было бы равно по величине и противоположно по знаку реактивной части входного сопротивления линии в месте включения шлейфа. Перечисленным условиям удовлетворяют, например, сечения z1 и z2 (см. рис. 1.19) линии, нагруженной на активное сопротивление. В сечении z1 шлейф должен иметь индуктивное, а в z2 - емкостное входное сопротивление.

Недостаток такого способа согласования состоит в том, что при изменении нагрузки изменяется не только длина шлейфа, но и место его включения в линию. Конструктивно это крайне неудобно.

Параллельный шлейф. Согласующее устройство в виде параллельного шлейфа показано на рис. 2.6. Как и в предыдущем случае, согласование достигается подбором места включении шлейфа zш в линию и длины шлейфа lш. Условие согласования имеет вид

Yвх(zш) + jBш(lш) = 1/W,

где Yвх(zш) = 1/Zвх(zш) = Gвх(zш) + jBвх(lш) - входная проводимость линии в месте подключения шлейфа; Gвх, Bвх - активная и реактивная части входной проводимости линии; Bш(lш) - реактивная проводимость шлейфа длиной lш. Отсюда находим:

Gвх(zш) = 1/W; (2.6)

Bш(lш) = -Bвх(zш). (2.7)

Из (2.6) можно найти гш, а из (2.7) - длину lш. Расчетные соотношения могут быть представлены в виде:



zш - zmax = (l/) arctg;

lш =(l/)arctg; = 2/л,

где zmax - расстояние от нагрузки до первого максимума натяжения.

Таким образом, из (2.6) и (2.7) следует, что параллельный шлейф нужно включать в таком сечении линии, в котором активная часть входной проводимости линии равна волновой проводимости, а длину шлейфа следует выбирать так, чтобы его реактивная проводимость компенсировала реактивную часть входной проводимости линии.

Недостатки параллельного шлейфа такие же, как и у последовательного: при изменении нагрузки изменяются длина шлейфа и место его включения в линию. В экранированных линиях менять место включения шлейфа конструктивно неудобно. Поэтому в качестве согласующего устройства применяют два и три последовательных или параллельных шлейфов. Однако в двухпроводной линии параллельный шлейф может быть сделан подвижным, т.е. перемещающимся вдоль линии.

Рис. 2.5. Двухшлейфовые согласующие устройства с последовательными (а) и параллельными (б) шлейфами

Рис. 2.6. Трехшлейфовые согласующие устройства с последовательными (а) и параллельными (б) шлейфами

Два и три последовательных или параллельных шлейфа. Двухшлейфовые согласующие устройства показаны на рис. 2.7. Принцип работы, например, двухшлейфового последовательного согласующего устройства, состоит в том, что, изменяя длину первого шлейфа lш1 добиваются того, чтобы активная часть входного сопротивления линии в месте включения второго шлейфа стала равной волновому сопротивлению линии. Подбирая длину второго шлейфа lш2, компенсируют реактивную часть входного сопротивления линии. Аналогично работает параллельное двухшлейфовое согласующее устройство. Однако объяснение принципа работы следует провести в терминах входных проводимостей. Недостатком двухшлейфовых согласователей является то, что они могут обеспечить согласование не всех возможных нагрузок. Например, схема рис. 2.7, a обеспечивает согласование нагрузок при Rн < W, а схема рис. 2.7, б - при Rн > W. Для устранения этого недостатка используют трехшлейфовые согласующие устройства (рис. 2.8). В согласовании участвуют два из трех шлейфов. Например, в трехшлейфовом согласующем устройстве с последовательными шлейфами (рис. 2.8, а) при Rн < W используются первый и второй шлейфы, как при двухшлейфовом согласовании. Третий шлейф "отключается", т.е. его длина берется равной л/2. При этом входное сопротивление такого шлейфа нулевое, и он не влияет на процессы, происходящие в линии. Если Rн > W, то используются второй и третий шлейфы, а длина первого берется равной л/2. Аналогично работает трехшлейфовое согласующее устройство с параллельными шлейфами (рис. 2.8, б). Причем при Rн > W работе участвуют первый и второй шлейфы, а при Rн < W - второй и третий.

Конкретная конструкторская реализация согласующих устройств на основе шлейфов определяется типом используемой линии передачи.

2.3 Способы широкополосного согласования

На практике применяются сочленения и элементы тракта, предназначенные для работы в полосе частот 10% и более. Такую полосу частот принято называть широкой, а устройства, работающие в такой полосе, - широкополосными. В технических требованиях к этим устройствам указывается полоса частот (см. рис. 2.1) и допустимое рассогласование, Kсв < Kсв.доп этой полосе. Задача широкополосного согласования возникает, например, при необходимости стыковки линий передачи с различными размерами или формами поперечных сечений, а также при работе тракта с широкополосными сигналами, например, линейно-частотномодулированными или шумоподобными.

Основными широкополосными согласующими устройствами являются:

широкополосные частотные компенсаторы;

ступенчатые трансформаторы;

плавные переходы или неоднородные линии.

Рассмотрим принцип работы каждого из этих устройств.

Принцип частотной компенсации состоит во взаимной компенсации частотных изменений сопротивления нагрузки и согласующих элементов. Его можно осуществить за счет подбора необходимого закона частотного изменения сопротивления согласующих элементов. Рассмотрим широкополосное согласование комплексных сопротивлений с помощью одного шлейфа (рис. 2.9, а). Предположим, что график проводимости согласуемой нагрузки Yн = 1/Zн = Gн + jВн имеет вид, изображенный на рис. 2.9, б. На этом же рисунке представлен график входной реактивной проводимости согласующего шлейфа Вш, (рис. 2.9, в), включенного по схеме рис. 2.9, а. Наклон кривой Вш подобран примерно равным наклону кривой Вн с обратным знаком. Поэтому суммарная реактивная проводимость Вн + Вш уменьшается и меньше изменяется с частотой, чем реактивная проводимость нагрузки. В соответствии с (1.23) входное сопротивление короткозамкнутого шлейфа определяется соотношением

Zвх(zш) = jXш = jWшtg(lш).

Найдем входную проводимость этого шлейфа:

Yвх.ш = 1/Zвх.ш = jBш = (-j/Wш)сtg(lш).

Учитывая, что = /ф =2f/ф, получаем:

Bш = (-1/W) сtg(2flш/ф).

Таким образом, подбором величины волнового сопротивления шлейфа и его длины можно изменять наклон кривой Вш и полосу частот, в которой реактивная проводимость изменяется в допустимых пределах.

Активная составляющая проводимости нагрузки при необходимости может быть согласована с помощью четвертьволнового трансформатора.

Ступенчатые трансформаторы применяются для согласования линии с активной нагрузкой или нагрузкой, имеющей небольшую реактивную составляющую. Например, согласование при сочленении двух линий передачи с различными волновыми сопротивлениями достигается с помощью промежуточного нерегулярного отрезка линии, называемого трансформатором или переходом. Ступенчатые трансформаторы представляют собой каскадное включение отрезков линий передачи с различными волновыми сопротивлениями (рис. 2.10.), но имеющими одинаковую длину l. Волновые сопротивления соседних ступенек отличаются на небольшую величину, и отражения от них невелики. Принцип работы ступенчатого трансформатора заключается в том, что всегда найдется хотя бы пара ступенек, отражение от которых компенсируется. Чем больше ступенек, тем лучше согласование и шире полоса пропускания. Структура трансформатора определяется числом ступенек п. Рис. 2.10. Ступенчатый длиной ступеньки l и отношением трансформатор волновых сопротивлений соседних ступенек. Свойства трансформатора описываются его частотной характеристикой, которая представляет собой зависимость рабочего затухания L от частоты. Под рабочим затуханием понимают величину:

L = Pвх/Pвых или L = 10lg(Pвх/Pвых) [дБ],

где Рвх, Рвых - мощность на входе и выходе трансформатора соответственно. Затухание в трансформаторе определяется отражениями от его входа в полосе частот. При этом в качестве аргумента функции рабочего затухания L берут величину = 2l/ = 2l/c, где с скорость света в вакууме. Поэтому частотная характеристика трансформатора представляет собой зависимость рабочего затухания L от электрической длины ступеньки.

Определение структуры трансформатора по заданным полосе частот 2f и допустимому рассогласованию Kсв.доп является задачей синтеза согласующего устройства. Решение этой задачи рассмотрено, например, в монографии Кац Б.М. и др. "Оптимальный синтез устройств СВЧ с Т-волнами" / Под ред. В. П. Мещанова. - М.: Радио и связь, 1984. - 288 с.

Наибольшее распространение на практике имеют трансформаторы с частотными характеристиками двух типов: 1) чебышевская характеристика; 2) максимально плоская характеристика. Чебышевская характеристика описывается полиномами Чебышева и имеет вид:

L = l + h2Tn2(tcos),

где h, l - масштабные коэффициенты; Тn - полином Чебышева первого рода n-го порядка; n - число ступенек трансформатора. Типичный график чебышевской характеристики при n = 3 представлен на рис. 2.11, a, где bп - затухание в полосе пропускания 2п, b3 - затухание в полосе заграждения 2з. Характерным для чебышевских характеристик является наличие равноамплитудных осцилляции, число которых n + 1 на единицу превышает число ступенек трансформатора.

Максимально плоская характеристика описывается функцией вида

L = l + h2(tcos)2n.

График максимально плоской характеристики показан на рис. 2.11, б. Следует отметить, что основное отличие трансформаторов с чебышевской и максимально плоской характеристиками состоит в том, что при одинаковых параметрах перехода (bп, bз) трансформатор с максимально плоской характеристикой имеет большую длину, но более линейную фазочастотную характеристику.Из выражений, определяющих функции рабочего затухания L, следует, что относительно аргумента они периодические с периодом . Практически используется лишь первый период функции, для которого длины ступенек получаются наименьшими.



Рис. 2.7. Частотные характеристики ступенчатых трансформаторов: а - чебышевская, б - максимально плоская

Плавные переходы используются также для согласования активных нагрузок и могут рассматриваться как предельный случай ступенчатого перехода при увеличении числа ступенек п до бесконечности и неизменной длине перехода. Частотные характеристики плавных переходов непериодические. Наиболее часто употребляются на практике экспоненциальный переход, чебышевский переход и вероятностный переход, являющийся предельным случаем ступенчатого перехода с максимально плоской характеристикой.

Плавный переход, по существу, является нерегулярной двухпроводной линией передачи, в которой погонные параметры и волновое сопротивление - функции продольной координаты. При этом эквивалентная схема элементарного участка такой линии длиной dz имеет вид, как и для регулярной линии (см. рис. 1.10). Поэтому остаются справедливыми телеграфные уравнения (1.2). Все входящие в эти уравнения величины зависят от z. В частности, для двухпроводной экспоненциальной линии (рис. 2.12) при увеличении z растет |Z1|, а |Y1| уменьшается.

Это обусловлено увеличением погонной индуктивности L1 и уменьшением погонной емкости С1 вызванными увеличением расстояния между проводами. Можно подобрать геометрию линии так, чтобы оставалась постоянной вдоль линии величина k = . Можно показать, что волновое сопротивление в такой линии изменяется по экспоненциальному закону:

Размещено на http://www.allbest.ru/

W = W0ebz, b 0,

где W0 - волновое сопротивление в начале линии; b - коэффициент, определяющий скорость изменения волнового сопротивления вдоль линии. Подбирая значения W0 и b, можно обеспечить широкополосное согласование. Эффективность согласования зависит от скорости изменения волнового сопротивления вдоль линии. Чем медленнее изменяется W, тем шире полоса согласования и больше длина перехода.

Недостатком плавных экспоненциальных переходов является их большая длина при значительных перепадах волнового сопротивления. Например, при W(z=l) /W0 = еbl = 7,4 и допуске на рассогласование |Гmax| 0,05 длина перехода l 3. При этом длина оптимального че-бышевского перехода в 34 раза меньше. Среди плавных переходов при одинаковых перепадах волновых сопротивлений, нижней граничной частоте и допуске на рассогласование наименьшую длину имеют чебышевские переходы.

Сравнение ступенчатых и плавных переходов показывает, что при одинаковых параметрах длина ступенчатого перехода заметно меньше, чем плавного. Однако при этом полоса пропускания плавного перехода гораздо шире. При повышенных требованиях к электрической точности плавный переход предпочтительнее ступенчатого. Снижение электрической прочности последнего объясняется концентрацией электромагнитного поля в местах стыков отдельных ступенек. Следует отметить, что существует теоретическое ограничение на ширину полосы согласования, которое устанавливается теоремой Фано:

2f/f = /(Q ln|Г|),

где Q - добротность нагрузки, определяемая как отношение реактивной мощности, накапливаемой в нагрузке на средней частоте f0, к мощности тепловых потерь. Согласование невозможно также на частотах, соответствующих бесконечно большим реактивным сопротивлениям или проводимостям нагрузки.

2.4 Согласующие устройства в линиях передачи СВЧ

Рассмотрим согласующие устройства в линиях передачи СВЧ, наиболее распространенные на практике.

В волноводных, коаксиальных и полосковых трактах СВЧ применяются следующие типы согласующих устройств:

четвертьволновые трансформаторы;

последовательные и параллельные шлейфы;

ступенчатые и плавные переходы.

Кроме того, в волноводных трактах в качестве согласующих устройств используются диафрагмы и реактивные штыри. На рис. 2.13. представлены варианты волноведного исполнения четвертьволновых трансформаторов. При переходе от волновода, заполненного диэлектриком с относительной диэлектрической проницаемостью r к пустому волноводу может быть использован трансформатор, показанный на рис. 2.13, a. Трансформатор длиной в/4 частично заполнен диэлектриком и имеет волновое сопротивление, равное среднему геометрическому волновых сопротивлений соединяемых волноводов:

Wтр = , W = .

На рис. 2.13, 6. в представлены четвертьволновые трансформаторы, предназначенные для согласования перехода прямоугольных волноводов с различными волновыми сопротивлениями. В частности, для волноводов с различными размерами узких стенок размер bтр определяется из условия: bтр = , а для волноводов с различными размерами широких стенок согла сование обеспечивается при .

Варианты коаксиального выполнения четвертьволновых трансформаторов показаны на рис. 2.3. Диаметры проводов коаксиала трансформатора определяются из условия согласования Wтр = , и выражения для волнового сопротивления коаксиала (см. табл. 1.3).

Для целей согласования в трактах СВЧ используются короткозамкнутые реактивные шлейфы. Варианты исполнения шлейфов

Короткое замыкание в волноводных (рис. 2.15, а, б) и коаксиальных (рис.2.15, в) шлейфах достигается размещением в них проводящих поршней, размеры поперечного сечения которых обеспечивают короткое замыкание стенок волновода и свободное перемещение поршня вдоль волновода. (На рисунках поршни не показаны). На рис. 2.15, г, д, е показана топология полосковых шлейфов. Параллельный разомкнутый шлейф (рис. 2.15, г) имеет емкостный характер входного сопротивления: Хш = -Wшctg(l) при l < л/4. Параллельный короткозамкнутый шлейф (рис. 2.15, д) имеет индуктивный характер входного сопротивления Хш = Wшtg(l) при l < л/4. Короткое замыкание достигается соединением металлической перемычкой через отверстие в подложке полоски и металлического экрана. Последовательный полосковый шлейф и его эквивалентная схема показаны на рис. 2.15, е, ж. Параметры эквивалентной схемы определяются из соотношений:



, .

С использованием таких шлейфов могут быть построены шлейфовые согласующие устройства, эквивалентные схемы которых представлены на рис. 2.7, 2.8. Для примера на рис. 2.16. показана топология грехшлейфового полоскового согласующего устройства.

Четвертьволновые трансформаторы и шлейфы являются узкополосными согласующими устройствами. К широкополосным согласующим устройствам относятся ступенчатые и плавные переходы. На рис. 2.17. показаны варианты исполнения таких устройств на основе прямоугольных волноводов, коаксиалов и полосковых линий.

Диафрагмы и реактивные штыри, применяемые для согласования в волноводных факта, также являются узко-полосными устройствами.

Диафрагмой называется тонкая металлическая перегородка, частично закрывающая поперечное сечение волновода. Различают диафрагмы емкостные, индуктивные и резонансные. Их вид и эквивалентные схемы представлены на рис 2.18. Нормированные значения проводимости емкостной и индуктивной диафрагм определяются приближенными соотношениями

ВС = (4b/в) ln(cosec(d/2b)cosec (у0/b));



ВL = -(в/a) ctg2(d/2a)(l + sec(d/2a)ctg2(x0/a)).

Резонансная диафрагма образуется наложением емкостной и индуктивной диафрагм. Резонансная частота диафрагмы определяется приближенным соотношением

,

где с = 3 108 м/с - скорость света в вакууме.

Недостаток емкостной и резонансной диафрагм состоит в том, что они значительно снижают электрическую прочность тракта.

На практике находят применение сложные многощелевые диафрагмы. Они имеют многоконтурную эквивалентную схему. Подбирая размеры и количество щелей, удается создать требуемую частотную характеристику диафрагмы. Пример такой диафрагмы дан на рис. 2.19.

Реактивный штырь представляет собой металлический цилиндр небольшого диаметра, размещаемый в поперечном сечении волновода параллельно или перпендикулярно силовым линиям электрического поля. В зависимости от расположения штыря в поперечном сечении волновода и его размеров на эквивалентной схеме он может быть представлен индуктивностью пли емкостью. На рис. 2.20 представлены реактивные штыри в волноводе и их эквивалентные схемы. Значения номиналов элементов эквивалентных схем штырей определяются по формулам, имеющимся в справочной литературе. При неглубоком погружении штыря в волновод параллельно силовым линиям электрического поля он эквивалентен емкости (рис. 2.20, б). Такие штыри используются в перестраиваемом согласующем устройстве, эквивалентном трехшлейфовому согласователю (рис. 2.21). Недостаток емкостных штырей состоит в том, что они снижают электрическую прочность тракта.

3. Элементы конструкций линий передачи СВЧ

3.1 Соединения линий передачи СВЧ

Для сборки и разборки элементов тракта СВЧ они оснащаются специальными разъемами или соединительными устройствами. Такие разъемы должны обеспечивать надежный электрический контакт между соединяемыми устройствами. Они не должны снижать электрическую прочность тракта и вносить значительные отражения в тракт. Кроме того, разъемы должны обеспечивать необходимый уровень электрогерметичности тракта, т.е. минимальный уровень излучения электромагнитных волн из места соединения линий передачи.

В волноводных трактах применяют два типа соединений: контактное и дроссельно-фланцевое.

Контактное соединение может быть неразборным и разборным. Неразборное соединение волноводов осуществляется с помощью внешних муфт, надеваемых на место соединения с последующей сваркой или пропайкой (рис. 3.1, а). Разборное соединение выполняется в виде гладких фланцев, припаиваемых к концам волновода (рис. 3.1, б). Направляющие штифты обеспечивают необходимую точность установки волноводов. Фланцы имеют отверстия, через которые с помощью болтов осуществляется стягивание соединения. Для улучшения контакта и обеспечения электрогерметичности между соединяемыми волноводами помещают тонкую контактную прокладку, выполняемую из бериллиевой бронзы. Края этой прокладки, примыкающие к стенкам волновода, рассечены и отогнуты в разные стороны. При необходимости герметизации тракта используют также резиновые прокладки. Контактное разъемное фланцевое соединение - |Г| < 0.1 в полосе работы волновода.

Дросселъно-фланиевое соединение обеспечивает надежный контакт между соединяемыми волноводами электрическим путем. Такое соединение показано на рис. 3.2, а и отличается от контактного наличием кольцевой канавки во фланце глубиной d и шириной у и радиальной проточки с размером l и шириной z. Канавка представляет собой короткозамкнутый коаксиал, в котором возбуждается волна Н11, а радиальная проточка - участок так называемого радиального волновода. Структура силовых линий электрического поля в волноводе и канавке с волной Н11 показана на рис. 3.2, б. На рис. 3.2, в представлена эквивалентная схема дроссельно-фланцевого соединения. Место механического контакта на этой схеме отмечено стрелкой. Дроссельная канавка вместе с радиальной проточкой представлены на эквивалентной схеме как два последовательно включенных короткозамкнутых шлейфа. Для того чтобы входное сопротивление этих шлейфов на рабочей частоте равнялось бы нулю, необходимо взять их общую длину л/2, а механический контакт расположить в нуле тока, т.е. на расстоянии л/4 от ко-роткозамыкаюшей перемычки. Таким образом, глубину канавки d следует взять равной H11/4, а размер проточки l = /4. Диапазонность дроссельного соединения увеличивается, если у > z. Обычно у = (2...5)z. Дроссельно-фланцевые соединения обеспечивают ||<0.01 в полосе частот 20 %.

В коаксиальных трактах в качестве соединений используют высокочастотные разъемы штепсельного типа. При этом с одной стороны соединяемых коаксиалов размещается штыревой контакт, а с другой стороны - гнездовой. На практике находят применение различные типы коаксиальных высокочастотных разъемов. Пример конструкции одного из них приведен на рис.3.1



Размещено на http://www.allbest.ru/

3.2 Изгибы и скрутки линий передачи СВЧ

При компоновке тракта СВЧ любой радиотехнической системы возникает необходимость применения изгибов и скруток. Эти элементы нарушают регулярность тракта и могут быть источником недопустимых отражений. В волноводных трактах используют изгибы (рис. 3.4). Размеры отражателей ХЕ и ХH в изгибах, показанных на рис. 3.4, a, б, выбираются из условия обеспечения минимального значения коэффициента отражения ХH = (0,6...0,7)a, ХЕ = 0,4b. В изгибе с двойным изломом (рис. 3.4, в) улучшение согласования достигается за счет уменьшения отражений от каждого из изломов и взаимной компенсации отраженных волн от каждого из них. Для этого расстояние между изломами l выбирается примерно равным в/4. Плавный изгиб (рис. 3.4, г) характеризуется своим радиусом r и углом поворота . Чем больше радиус изгиба и меньше угол поворота, тем меньше отражения от изгиба. Для улучшения согласования длину изгиба следует выбирать кратной в/2.

В волноводных трактах используют также скрутки. Возможный вариант выполнения скрутки показан на рис. 3.5. Скрутка предназначена для изменения плоскости поляризации, распространяющейся по волноводу волны на требуемый угол. Для улучшения согласования скрутки ее длину выбирают кратной в/2.

В жестких коаксиальных трактах используются уголковые и плавные изгибы. Для улучшения согласования простого уголкового изгиба уменьшают диаметр центрального проводника =0,52r1 (рис. 3.6, а) или делают срез центрального проводника на величину =0,28r1. Для улучшения согласования длина плавных изгибов должна быть кратной л/2.

На рис. 3.1 показаны варианты выполнения изгибов полосковых линий. Простой уголковый изгиб не обеспечивает хорошего согласования. Изгиб полосковой линии на небольшой угол (30°) не вызывает заметных отражений. На практике чаще всего используют скругленный или подрезанный изгибы; для них Kсв = 1,08 и Kсв = 1,04 соответственно. Лучшие результаты по согласованию дает плавный изгиб; для него Kсв = 1,02 . Однако он имеет большие размеры по сравнению с подрезанным уголковым изгибом.

3.3 Переходы между линиями передачи СВЧ

В трактах СВЧ часто возникает необходимость перехода от одного типа линии передачи к другому, например от коаксиала к прямоугольному или круглому волноводу, от коаксиала к полосковой линии, от прямоугольного волновода к круглому и т.п. Для этих целей предназначены специальные устройства, называемые переходами. Переходы нарушают регулярность тракта и поэтому должны быть хорошо согласованы по каждому из входов и не снижать электрическую прочность тракта. Наиболее важным в переходе является элемент связи, предназначенный для извлечения энергии из одной линии передачи и возбуждения электромагнитных колебаний в другой. В зависимости от типа соединяемых линий элемент связи может иметь различные конструкторские реализации. В электродинамическом смысле он представляет собой систему электрических и магнитных сторонних токов, определенным образом размещенных в линии передачи. Эти токи стремятся расположить так, чтобы с максимальной интенсивностью в линии передачи возбуждался требуемый тип волны и не возбуждались волны нежелательных типов. Амплитуда возбуждаемого типа волны будет максимальна, если при расположении элемента связи в линии передачи выполняются следующие условия:

сторонний электрический ток на элементе связи протекает параллельно электрическому полю возбуждаемой волны;

сторонний магнитный ток на элементе связи протекает параллельно силовым линиям магнитного поля;

элемент связи располагается в максимуме соответствующей компоненты поля.

Различают элементы связи электрического и магнитного типов. Например, штырь является электрическим элементом связи, а петля - магнитным. Для возбуждения линий передачи СВЧ могут быть использованы элементы связи в виде отверстий определенной формы или узких щелей.

На рис. 3.2. представлен коаксиально-волноводный переход. Он предназначен для перехода от коаксиала с волной типа Т к прямоугольному волноводу с волной H10. Обычно штырь, являющийся продолжением внутреннего провода коаксиала, располагают посредине широкой стенки волновода, а расстояние до короткозамыкающей стенки z1, берут равным четверти длины волны в волноводе. Для обеспечения хорошего согласования необходимо также правильно выбрать высоту штыря l и его диаметр. Обычно берут l = /4. Форма штыря и его диаметр существенно сказываются на полосовых свойствах перехода: чем толще штырь, тем шире полоса. При работе перехода вблизи штыря образуются все типы волн в прямоугольном волноводе. Кроме основной волны Н10, они находятся в закритическом режиме, и их амплитуды экспоненциально убывают при удалении от штыря. Скорость убывания определяется индексами т и п, характеризующими каждый тип волны в волноводе. Расстояние z2, от штыря до контактного фланца выбирается из условия уменьшения амплитуды высшей волны, ближайшей к основной волне Н10, до требуемой величины. Ближайшей к основной высшей волной в таком переходе является волна H30. Для уменьшения ее амплитуды в N раз величину z2 следует выбрать из соотношения

Рис. 3.2. Коаксиально-волноводный переход

Для возбуждения основной волны в прямоугольном волноводе с помощью полосковой линии используется волноводно-полосковый переход. Широкополосный переход между полосковой линией и прямоугольным волноводом может быть реализован применением П-образного волновода. При этом П-образный волновод получается из обычного прямоугольного волновода путем установки продольного металлического клина длиной (2..3)в. Варианты коаксиально-полосковых переходов показаны.

На практике часто возникает задача передачи мощности СВЧ от неподвижного генератора к вращающейся антенне. Эта техническая задача решается с помощью перехода, называемого вращающимся сочленением. Для вращающихся сочленений используют линии передачи, имеющие осевую симметрию поперечного сечения, и выбирают тип волны, у которой силовые линии поля обладают азимутальной симметрией. Перечисленным условиям удовлетворяют коаксиальный волновод с волной типа Т и круглый волновод с волной Е01

Основным элементом вращающегося сочленения коаксиального типа являются дроссельные канавки, обеспечивающие надежный электрический контакт между вращающимися коаксиалами. Назначение и принцип работы дроссельных канавок во вращающемся сочленении такие же, как и в дроссельно-фланцевом соединении. Трущиеся контакты располагаются в нулях продольных токов, что достигается выбором глубины дроссельных канавок порядка четверти длины волны. При этом дроссельные канавки располагаются как во внешнем, так и во внутреннем проводниках коаксиала.

Схематично представлено вращающееся сочленение на основе круглого волновода с волной Е01. Оно представляет собой основной круглый волновод диаметром 2a1 перпендикулярно которому присоединены два прямоугольных волновода, являющихся входами устройства. Основной круглый волновод сверху и снизу заканчивается гасящими объемами. Они представляют собой короткозамкнутые круглые волноводы диаметром 2а2 и длиной l. Внутри основного волновода на расстоянии L друг от друга размещены резонансные металлические кольца диаметром 2rк. Рабочим типом волны во вращающемся сочленении является волна E01, круглого волновода. Структура силовых линий полей этой волны показана на рис. 1.27, б. Диаметр основного круглого волновода 2а1 выбирается из условия распространения в нем волны E01: <крE01 = 2,611. Ближайший высший тип волны круглого волновода H21, должен находиться в закритическом режиме >крH21 = 2,061. Из этих неравенств определяем интервал возможных значений 1: /2,61 < 1 < /2,06. При возбуждении прямоугольным волноводом круглого в нем, кроме волны E01, возбуждается паразитная волна H11, которая является основной волной круглого волновода и при выбранном радиусе 1 находится в докритическом режиме, так как <крE01<крH11=3,411. Наличие волны H11 в основном волноводе является нежелательным, так как структура поля этой волны не обладает азимутальной симметрией, вследствие чего при работе вращающегося сочленения могут изменяться условия передачи мощности с одного входа сочленения на другой. В реальных конструкциях вращающихся сочленений для подавления волны H11 предназначены гасящие объемы или резонансные кольца.

Эквивалентная схема вращающегося сочленения с гасящими объемами показані. Длина шлейфов l выбирается таким образом, чтобы для волны E01 линия от клемм 1 к клеммам 2 была бы прозрачной, для волны H11 имела бы разрыв в месте подключения шлейфов. Это обеспечивается выполнением равенств l = E01/2, l = 3H11/4. Первое из этих равенств обеспечивает нулевое входное сопротивление шлейфов для волны E01 а второе - бесконечное входное сопротивление для волны H11. Одновременное выполнение этих равенств достигается выбором радиуса a2 круглого волновода гасящего объема.

Резонансные металлические кольца могут быть использованы для подавления волны H11 вместо гасящих объемов. Так как кольца тонкие, то они не оказывают заметного влияния на распространение волны E01. Силовые линии магнитного поля этой волны параллельны кольцу и не вызывают появления в кольце кольцевого поверхностного тока. Однако структура магнитных силовых линий волны H11 такова, что в кольце возбуждается поверхностный кольцевой ток. Амплитуда этого тока максимальна при резонансной длине кольца 2rк =. В данном случае такое кольцо интенсивно отражает волну H11. Для усиления эффекта гашения этой волны используют два резонансных кольца, размещаемых на расстоянии L друг от друга: L = 2(n + 1) H11/4, где n = 1,2.



Литература

1. Сазонов Д. М., Гридин А.Н., Мишустин Б. А. Устройства СВЧ: Учеб. пособие / Под ред. Д. М. Сазонова. - М.: Высшая школа, 1981.

2. Григорьев Л Д. Электродинамика и техника СВЧ: Учебник для вузов но специальности "Электронные приборы и устройства". - М.: Высшая школа, 1990.

3. Кац Б. М. и др. Оптимальный синтез устройств СВЧ с эм-волнами / Под ред. В.П. Мещанова. - М.: Радио и связь, 1984.

Микроэлектронные устройства СВЧ: Учеб. пособие для радиотехнических специальностей вузов / Г. И. Веселое, Е. Н. Егоров, Ю. Н. Алехин и др.; Под ред. Г. И. Веселова. - М.\ Высшая школа, 1988.

5. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / С.И. Бахарев, В. И. Вольман, Ю. Н. Либ и др. I Под ред. В. И. Вольмана. -- М.: Радио и связь, 1982.

6. Линии передачи СВЧ-диапазона; Максимов В.М.; Сайнс-Пресс; 2002 г.; 80 стр

Размещено на Allbest.ru

...