-возможность получения в одном источнике хаоса большого количества разнообразных хаотических мод;

-возможность управления хаотическими режимами путем малых изменений параметров системы;

-возможность синхронизации хаотических систем.

Рассмотрим подробнее эти свойства.

Как правило, источники хаотических колебаний - системы со многими параметрами. Их изменение может привести к возникновению разнообразных хаотических мод, которые отличаются друг от друга: спектром мощности, автокорреляционными характеристиками, формами сигнала. Из-за увеличения числа параметров, растет и разнообразие колебательных режимов. Они могут быть использованы при организации конфиденциальности передачи информации или постройки многопользовательских систем.

Следующее свойство является развитием предыдущего и существенно дополняет его. Неустойчивость траекторий хаотических систем делает их чрезвычайно чувствительными к управлению. Поэтому при необходимости перехода от одной колебательной моды к другой требуемый результат может быть получен за счёт незначительного изменения одного или нескольких параметров (возмущение траектории хаотической системы). Это свойство делает возможным ввод информации в источник хаоса путём модуляции его параметров, причём модуляции с потенциально более высокими скоростями по сравнению с классическими системами.

Наконец, трудно переоценить значение последнего свойства, т.к. проблема синхронизации является одной из ключевых в коммуникационных системах. Обнаруженная в 80-х годах возможность взаимной синхронизации двух активных хаотических систем принципиально отличает их от шумовых аналогов и позволяет надеяться на реализацию систем связи со структурой близкой к традиционной.

Как было отмечено, рассмотренные свойства динамического хаоса являются потенциально привлекательными для использования их в системах передачи информации, однако для построения реальных систем на их основе перечисленных свойств было недостаточно.

Ситуация изменилась кардинальным образом в 1990 году, когда было обнаружено, что две хаотические системы, одна из которых генерирует хаос, а другая представляет собой нелинейный согласованный фильтр, могут быть синхронизированы без использования внешнего синхронизующего сигнала.

Таким образом, речь шла не о взаимной синхронизации двух хаотических систем, а о получении на выходе нелинейного фильтра копии хаотического сигнала, генерируемого передатчиком. Тем самым появилась возможность создания самосинхронизирующихся когерентных демодуляторов (приёмников) для хаотических передатчиков. Именно после этого возник большой интерес к использованию динамического хаоса в коммуникационных системах, который не ослабевает и сегодня.

Начиная с 1992 года, был предложен ряд способов передачи информации, использующих хаотическую динамику: хаотическая маскировка (chaotic masking), переключение хаотических режимов (chaos shift keying) , нелинейное подмешивание (nonlinear mixing), использование структуры фазовой автоподстройки частоты (ФАП) и другие.

В последние годы был проведен ряд работ по созданию генераторов динамического хаоса с заданным спектром. В частности, были предложены кольцевые генераторы хаоса, для которых разработана теория формирования спектра хаотического сигнала, а также однотранзисторный полосовой генератор хаоса, для которого продемонстрирована возможность управления полосой хаотического спектра. Однако в кольцевых системах, как правило, используется нелинейные элементы со сложной характеристикой, имеющей падающий участок, а также буферные каскады между элементами цепи. Это увеличивает число элементов в схеме и усложняет саму схему генератора, что затрудняет практическую реализацию таких схем в СВЧ диапазоне. В случае однотранзисторного полосового генератора хаоса нет полной ясности в том, какие механизмы отвечают за формирование спектра.

Для успешной разработки генератора хаоса с заданным спектром необходимо понять, как происходит формирование спектра мощности сигнала в генераторе, какими параметрами системы определяется форма спектра и какие условия должны выполняться, для того, чтобы сигнал на выходе генератора имел спектр мощности максимально приближенный к желаемой форме.

Не менее важной задачей при реализации коммуникационной системы является реализация многопользовательского доступа, и, связанная с ней задача разделения суммы хаотических сигналов на отдельные компоненты при передаче их по каналу связи в присутствии внешних помех.

Хотя для современных систем связи разработан ряд методов разделения сигналов, проблема разделения сигналов остается актуальной и есть основания полагать, что использование хаотических сигналов в качестве несущей позволит разработать новые подходы к ее решению.

2.2 Нелинейное подмешивание информационного сигнала к хаотическому

Главная особенность нелинейного подмешивания информационного сигнала к хаотическому является то, что информационный сигнал непосредственно вводится в ведущую систему, в котором из него формируется выходной сигнал (Рис. 14а). Извлечение полезного сигнала на приемнике, связано с использованием в ведомой системе обратного по отношению к ведущей системе преобразования.

На сегодня, из возможных взаимообратных преобразований, можно использовать несколько операций: сложение-вычитание, деление-умножение, сложение по модулю с основанием 2 и преобразование напряжение-ток. Однако самое широкое распространение получили системы, использующие операции сложение-вычитание.



Рис. 14. Нелинейное подмешивание информационного сигнала к хаотическому: а - общая блок-схема; б - схема, использующая операции сложение-вычитание

Такой ввод информации получил название «нелинейное подмешивание информационного сигнала к хаотическому». Слово «нелинейное» означает, что результирующий сигнал циркулирует по кольцу обратной связи ведущей системы, претерпевая при этом нелинейное преобразования в одной из ее систем. В канал связи и, соответственно, на вход ведомой системы поступает сигнал x + S (в случае отсутствия возмущающих факторов в канале). Для выделения информации в приемной части в точку разрыва обратной связи ведомой системы вводится вычитатель, который производит обратную операцию вычитания сигнала, прошедшего из разомкнутой петле обратной связи, из сигнала на входе ведомой системы.

2.3 Математическая модель системы



На рис.15 представлена архитектура коммуникационной системы. В нее входит: передатчик (передающий хаотический модуль) 1, приемник 2 и канал связи между ними. Передающий хаотический модуль конструируется из исходного генератора хаоса (рис. 16.а.) путем добавления в цепь обратной связи сумматора (+).

Хаотический модуль приемника реализуется на базе копии того же генератора путем размыкания петли обратной связи и добавления в цепь вычитателя (-). Функционирование системы при идентичности основных элементов цепей передатчика и приемника описывается уравнениями

,

,

,

,

,

,

где S- информационный сигнал, вводимый в передатчик, а сигнал, выделяемый в приемнике, (, и () - напряжение на емкостях и ток через индуктивность L соответственно в передатчике и приемнике, а .

Первые три уравнения относятся к передатчику, остальные три - к приемнику.

2.4 Передача аналоговой информации

Тоновый информационный сигнал. Моделирование с использованием в качестве информационных сигналов синусоидальных колебаний осуществлялось при изменении отношения мощности информационного сигнала к мощности хаотического сигнала .

Частотно-модулированный сигнал. Он имеет линейчатый спектр мощности, тем самым имитируя структуру более сложного ( по отношению к тоновому) информационного сигнала.

2.5 Оценка качества передачи информации

Не идеальность (десинхронизация) хаотического отклика ведет к появлению на выходе приемника шума рассинхронизации. Этот шум является основной причиной ухудшения качества принимаемого сигнала. Поэтому для оценки качества передачи мы используем величину отношения мощности информационного сигнала на выходе приемника к мощности шума рассинхронизации , определяемого по формуле



Вместо абсолютной мощности шума рассинхронизации удобно рассматривать ее относительную мощность

,

Тогда отношение С/Ш может быть выражено через µ и з

,

В идеальном случае полного совпадения параметров передатчика и приемника и отсутствия искажения в канале связи и С/Ш = ?. В реальной ситуации всегда отлична от нуля и характеризует степень искажений передаваемого сигнала. Например, если относительная мощность информационного сигнала , а относительная мощность шума рассинхронизации , то С/Ш = .

В данной главе был рассмотрен обзор и анализ систем связи с новыми носителями информации на эффектах динамического хаоса.. Подробно рассмотрен метод нелинейного подмешивания информационного сигнала к хаотическому.



3. Основные параметры системы передачи информации с нелинейным подмешиванием информационного сигнала к хаотическому

3.1 Структурная схема системы передачи информации

Рис.17 Структурная схема системы передачи информации с нелинейным подмешиванием.

1 - генератор,

2, 3, 5 - усилители мощности (2,3,4,6 промежуточные каскады)

4 - модулируемый каскад (усилитель мощности, оконечный каскад),,

6 - генератор информационного сигнала

7- сумматор

8- генератор хаоса

A(t) - информационный сигнал

x(t) - выходной сигнал хаотической системы

S(t) - преобразованный сигнал

U(t) - сигнал на выходе передатчика

r(t) - сигнал на входе приемника (выходной сигнал + шум)

9 - усилитель верхней частоты

10 - смеситель

11 - гетеродин

12 - фильтр

13 - усилитель промежуточной частоты

14 - демодулятор

15 - Вычитатель

16 - генератор хаоса

17 - усилитель нижних частот

3.2 Структурная схема АМ передатчика

Расчет радиопередатчика ведется от конца к началу, т.е. от передающей антенны до возбудителя (автогенератора - АГ).

Обычно АМ модуляция осуществляется в оконечном каскаде для того, чтобы задавать в предварительных каскадах энергетически выгодный режим. Возможна модуляция на любом электроде: коллектор, база, эмиттер.

Рис. 17 Структурная схема АМ передатчика.

Коллекторная модуляция соответствует области перенапряженного режима, т.е. имеет высокий КПД. Коллекторный ток изменяется от максимального значения до нуля, т.е. глубина модуляции m может быть равной единице, недостатками данного способа являются необходимость мощного модулятора и смещение статической модуляционной характеристики IK1 = f(UK) относительно нуля по оси напряжения UK за счет открывания коллекторного перехода при UK = 0 и подаче входного сигнала.

Базовая модуляция соответствует области недонапряженного режима, т.е. имеет низкий КПД, глубина модуляции не может быть равной 1 из - за кривизны начального участка проходной характеристики, достоинством является малая мощность модулятора.

Эмиттерная модуляция занимает промежуточное положение между названными способами, и получила распространение в импульсной модуляции.

Чаще всего применяют коллекторную модуляцию с базовой подмодуляцией mБ , (mБ = 0,75…0,8 ) /7/, т.к. данный способ позволяет обеспечить высокий КПД и требуемый коэффициент нелинейных искажений.

Режим передатчика при отсутствии модуляции (m=0) называется режимом несущей частоты (телефонным, режимом молчания). Расчет модулируемого каскада проводится так, чтобы максимальный режим передатчика соответствовал критическому режиму генератора, а несущий режим - середине линейного участка статической модуляционной характеристики (СМХ):

Таблица 1

	СМХ	макс	Ррасс
Коллекторная
Модуляция смещением	Ik=f(Есм)

3.3 Расчетная часть

Расчет оконечного каскада (ОК) АМ передатчика.

Исходные данные:

Мощность в антенне РА=10Вт

Рабочая частота fраб=10 МГц

Глубина модуляции m=0.9

Исходя из заданной мощности излучения в антенне в несущем режиме РА и с учетом потерь в фидере 0,8…0,9 и потерь в колебательной системе кс = 0,8…0,9, определяется требуемая мощность транзистора модулируемого каскада (в данном случае оконечного каскада) :

- кпд фидера,

для П-, Г-, Т- образных фильтров,

для контура.

где m - заданная глубина модуляции.

Определение напряжения питания оконечного каскада и мощности модулятора производится после выбора транзистора и расчета его параметров.

Выбор активного элемента

Транзистор оконечного каскада выбирается, исходя из требуемой мощности в максимальном режиме и заданной рабочей частоты fраб.

Мощность, которую можно будет получить при выборе данного транзистора, будет примерно равна:

Рвых?(1…1,3)•Ррасс ,



где Ррасс - мощность рассеивания на коллекторе.

При f раб > fт - Рвых v, Кр v, то режим устойчивый;

При f раб > fв - Рвых ^, Кр ^, то режим неустойчивый.

Также получение большой мощности приводит к снижению надежности транзистора.

По мощности подходят транзисторы 2Т950А и КТ922В (см. справочники).

Для максимального использования активного элемента биполярный транзистор применяется в области высоких частот и выбирается, исходя из заданной частоты /1/:

fТ >fраб> 3fв

где fв - частота, на которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ падает до уровня 0,707 от статического низкочастотного коэффициента усиления по току, приведенного в справочнике.

fT - граничная частота приводится в справочнике, если fT не указана, то ее можно определить по формуле :

где |h21э|спр - модуль коэффициента усиления по току, измеренный на частоте fспр.

Используем =50(см. справочник). Или



Коэффициент усиления по току на рабочей частоте:

=

Проверим справедливость неравенства:

fТ >fраб> 3fв

20 •106 >10 •106> 3• 0.773• 106

Для проверки получения на выбранном транзисторе возможной мощности воспользуемся формулой через предельные допустимые параметры транзистора.

,

где

б1 - коэффициент Берга, при и = 90? б1=0.5

- крутизна критического режима.

где UКЭнас, IКнас - напряжение и ток в режиме насыщения, указаны в справочнике.

г)

,

где Рвых.спр - выходная мощность, измеренная при UКЭ.спр.

Рассчитываем мощность

Требуется 49.625Вт

Уточним режим работы транзистора.

Напряжение на коллекторе в максимальном режиме:

Зададимся EКmax =30В и IКmax=8А, определим возможную мощность.

,



Расчет мощности модулятора

Мощность модулятора РЩ - является исходной величиной для расчёта низкочастотного тракта и зависит от способа модуляции. Расчет проводится после определения параметров транзистора.

При коллекторной модуляции мощность, потребляемая от источника питания:

=

где - постоянная составляющая коллекторного тока в несущем режиме.

- высота импульса коллекторного тока

m- из исходных данных.

Мощность модулятора:

РЩ [Вт] = 0,5•m2•P0нес =

Коэффициент усиления по мощности можно определить /2/:

ѓраб - рабочая частота,

P1 - требуемая мощность,

EK - задаваемое напряжение питания.

При расчете Кр следует задавать режимы, близкие к справочным, большой запас по частоте может привести к неустойчивой работе генератора.

Напряжение питания должно выбираться:

где - максимально допустимое напряжение К-Э, приведенное в справочнике .

В выражении (18) берется равенство, если требуется максимальная мощность с выбранного транзистора, и менее, если требуется меньшая мощность, а другие типы транзисторов не подходят, но и слишком маленькое напряжение питания задавать нельзя, так как существует остаточное напряжение и при малых напряжениях питания, транзистор не будет работать рис.10б.

.

Получение мощности P1 > P'1 приводит к снижению надежности транзистора. Целесообразно выбрать такой транзистор, у которого в результате расчета 25…30 > KP > 1,5

Коэффициент усиления по мощности можно определить для биполярных транзисторов, у которых приведены необходимые параметры в справочнике. К сожалению, такие параметры имеются только для мощных высокочастотных транзисторов. В таких случаях рассчитывают коэффициент усиления по мощности по следующей формуле:



Кр=5.

где ѓmax - максимальная частота усиления по мощности биполярного транзистора.

Максимальная частота усиления мощности fmax.

Поскольку при расчете ГВВ транзистор используется в области высоких частот, на параметры транзистора влияет его инерционность, т.е. на энергетические показатели ГВВ: выходная мощность, КПД, коэффициент усиления по мощности уменьшаются. Поэтому при определении fmax необходимо учитывать инерционность транзистора и работу ГВВ в режиме с отсечкой коллекторного тока иВЧ /4/:

в общем случае определяется по формуле:

Параметры биполярного транзистора и усилителя мощности по схеме с общим эмиттером (УМ с ОЭ)

Определим параметры транзисторов:

Входное сопротивление.

Модуль входного сопротивления:

SП - крутизна по эмиттерному переходу

IK1 - ток первой гармоники коллекторного тока

,

б1(и) - коэффициент разложения импульсов коллекторного тока в зависимости от угла отсечки и, обычно для ГВВ задают режим иНЧ ~ ()

IKmax - высота импульса коллекторного тока, выбирается в зависимости от требуемой мощности

Сопротивление эмиттера rэ рассчитывается по формуле:



Емкость эмиттерного перехода СЭ определяется:

m=1,6 для ВЧ VT;

L - индуктивность выводов

L ~ (1…1,5) [] • l [мм]=15нГн,

где l - длина вывода.

Входная мощность

Все параметры сведем в таблицу.

Таблица 2

IkmaxНЧ, А	Eкмах, В	КР	Pвых, Вт	Pвх, Вт
8	30	5.2	49.392	9.498

Итак, все параметры ОК каскада определены и отвечают требованиям устойчивой работы каскада, требуемой мощности, высокого КПД.

Далее переходим к расчету параметров УМ, для этого рассчитаем его исходные данные.

Выходная мощность с учётом потерь в КС:

,

Расчет предоконечного каскада (ОК) АМ передатчика.

Рис.19 схема предоконечного каскада

Исходные данные:

P-предоконечного Рпред ок=11.059Вт

Рабочая частота fраб=10 МГц

Используем транзистор Кт921а

Выбор активного элемента

Транзистор оконечного каскада выбирается, исходя из требуемой мощности в максимальном режиме и заданной рабочей частоты fраб.

Мощность, которую можно будет получить при выборе данного транзистора, будет примерно равна:



Рвых?(1…1,3)•Ррасс ,

где Ррасс - мощность рассеивания на коллекторе.

При f раб > fт - Рвых v, Кр v, то режим устойчивый;

При f раб > fв - Рвых ^, Кр ^, то режим неустойчивый.

Также получение большой мощности приводит к снижению надежности транзистора.

По мощности подходят транзисторы и КТ803А (см. справочники).

Для максимального использования активного элемента биполярный транзистор применяется в области высоких частот и выбирается, исходя из заданной частоты /1/:

fТ >fраб> 3fв

где fв - частота, на которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ падает до уровня 0,707 от статического низкочастотного коэффициента усиления по току, приведенного в справочнике.

fT - граничная частота приводится в справочнике, если fT не указана, то ее можно определить по формуле :

где |h21э|спр - модуль коэффициента усиления по току, измеренный на частоте fспр.

=

Коэффициент усиления по току на рабочей частоте:



=

Проверим справедливость неравенства:

fТ >fраб> 3fв

60 •106 >10 •106> 3• 2.449• 106

Условие выполняется, расчёт можно продолжать.

Для проверки получения на выбранном транзисторе возможной мощности воспользуемся формулой через предельные допустимые параметры транзистора.

где

б1 - коэффициент Берга, при и = 90? б1=0.5

- крутизна критического режима.

где UКЭнас, IКнас - напряжение и ток в режиме насыщения.

Рассчитаем мощность



Требуется 11.059Вт

Уточним режим работы транзистора.

Напряжение на коллекторе в максимальном режиме:

Зададимся EКmax =30В и IКmax=1.8А, определим возможную мощность.

Коэффициент усиления по мощности можно определить:

где параметры со штрихом K'P , f ', E'K , P'1 - параметры выбранного транзистора, приведенные в справочнике, (генератор может иметь коэффициент усиления K'P на частоте f ' при питании E'K , при этом на коллекторе данного транзистора можно получить мощность P'1) ,

ѓраб - рабочая частота,

P1 - требуемая мощность,

EK - задаваемое напряжение питания.

При расчете Кр следует задавать режимы, близкие к справочным, большой запас по частоте может привести к неустойчивой работе генератора.



где - максимально допустимое напряжение К-Э, приведенное в справочнике. хаотический аттрактор шум передатчик

Коэффициент усиления по мощности можно определить для биполярных транзисторов, у которых приведены необходимые параметры в справочнике. К сожалению, такие параметры имеются только для мощных высокочастотных транзисторов. В таких случаях рассчитывают коэффициент усиления по мощности /3.4/ по следующей формуле:

Кр=19.8

где ѓmax - максимальная частота усиления по мощности биполярного транзистора.

Максимальная частота усиления мощности fmax.

Поскольку при расчете ГВВ транзистор используется в области высоких частот, на параметры транзистора влияет его инерционность, т.е. на энергетические показатели ГВВ: выходная мощность, КПД, коэффициент усиления по мощности уменьшаются. Поэтому при определении fmax необходимо учитывать инерционность транзистора и работу ГВВ в режиме с отсечкой коллекторного тока иВЧ /4/:



в общем случае определяется по формуле:

Параметры биполярного транзистора и усилителя мощности по схеме с общим эмиттером (УМ с ОЭ)

Определим параметры транзисторов:

Входное сопротивление:

SП - крутизна по эмиттерному переходу

IK1 - ток первой гармоники коллекторного тока



б1(и) - коэффициент разложения импульсов коллекторного тока в зависимости от угла отсечки и, обычно для ГВВ задают режим иНЧ ~ ()

Сопротивление эмиттера rэ рассчитывается по формуле:

(77)

Емкость эмиттерного перехода СЭ определяется:

где fб=m • fТ;

m=1,6 для ВЧ VT;

m=1,2 для НЧ VT

fТ - из ф.(1.10а)

L - индуктивность выводов, Lэ =3нГн, Lб=3.5нГн Lк=3.5нГн

Входная мощность



Все параметры сведем в таблицу.

Таблица 3

IkmaxНЧ, А	Eкмах, В	КР	Pвых, Вт	Pвх, Вт
3.5	29	19.8	11.097	0.56

Далее переходим к расчету параметров УМ, для этого рассчитаем его исходные данные.

Выходная мощность с учётом потерь в КС:

,

Расчет первого каскада АМ передатчика.

Исходные данные:

Р1ок=0.659

Рабочая частота fраб=10 МГц

Используем транзистор КТ604А

1. Выбор активного элемента

Транзистор оконечного каскада выбирается, исходя из требуемой мощности в максимальном режиме и заданной рабочей частоты fраб.

Мощность, которую можно будет получить при выборе данного транзистора, будет примерно равна:



Рвых?(1…1,3)•Ррасс ,

где Ррасс - мощность рассеивания на коллекторе.

При f раб > fт - Рвых v, Кр v, то режим устойчивый;

При f раб > fв - Рвых ^, Кр ^, то режим неустойчивый.

Также получение большой мощности приводит к снижению надежности транзистора.

По мощности подходят транзисторы и КТ604А (см. справочники).

Для максимального использования активного элемента биполярный транзистор применяется в области высоких частот и выбирается, исходя из заданной частоты /1/:

fТ >fраб> 3fв

где fв - частота, на которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ падает до уровня 0,707 от статического низкочастотного коэффициента усиления по току, приведенного в справочнике.

fT - граничная частота приводится в справочнике, если fT не указана, то ее можно определить по формуле :

где |h21э|спр - модуль коэффициента усиления по току, измеренный на частоте fспр.



Коэффициент усиления по току на рабочей частоте:

=

Проверим справедливость неравенства:

fТ >fраб> 3fв

40 •106 >10 •106> 3• 2• 106

Условие выполняется, расчёт можно продолжать.

Для проверки получения на выбранном транзисторе возможной мощности воспользуемся формулой через предельные допустимые параметры транзистора.

где

б1 - коэффициент Берга, при и = 90? б1=0.5

- крутизна критического режима.

где UКЭнас, IКнас - напряжение и ток в режиме насыщения, указаны в справочнике.

Рассчитаем мощность

Требуется 0.659Вт

Уточним режим работы транзистора.

Напряжение на коллекторе в максимальном режиме:

Зададимся EКmax =125В и IКmax=0.3А, определим возможную мощность.

Коэффициент усиления по мощности можно определить

где параметры со штрихом K'P , f ', E'K , P'1 - параметры выбранного транзистора, приведенные в справочнике, (генератор может иметь коэффициент усиления K'P на частоте f ' при питании E'K , при этом на коллекторе данного транзистора можно получить мощность P'1) ,

ѓраб - рабочая частота,

P1 - требуемая мощность,

EK - задаваемое напряжение питания.

При расчете Кр следует задавать режимы, близкие к справочным, большой запас по частоте может привести к неустойчивой работе генератора.

Напряжение питания должно выбираться:

где - максимально допустимое напряжение К-Э, приведенное в справочнике .

В выражении (2.3) берется равенство, если требуется максимальная мощность с выбранного транзистора, и менее, если требуется меньшая мощность, а другие типы транзисторов не подходят, но и слишком маленькое напряжение питания задавать нельзя, так как существует остаточное напряжение и при малых напряжениях питания, транзистор не будет работать рис.10б.

.

Получение мощности P1 > P'1 приводит к снижению надежности транзистора. Целесообразно выбрать такой транзистор, у которого в результате расчета

25…30 > KP > 1,5

Коэффициент усиления по мощности можно определить для биполярных транзисторов, у которых приведены необходимые параметры в справочнике. К сожалению, такие параметры имеются только для мощных высокочастотных транзисторов. В таких случаях рассчитывают коэффициент усиления по мощности по следующей формуле:

Кр=19.3

где ѓmax - максимальная частота усиления по мощности биполярного транзистора.

3.4 Максимальная частота усиления мощности fmax

Поскольку при расчете ГВВ транзистор используется в области высоких частот, на параметры транзистора влияет его инерционность, т.е. на энергетические показатели ГВВ: выходная мощность, КПД, коэффициент усиления по мощности уменьшаются. Поэтому при определении fmax необходимо учитывать инерционность транзистора и работу ГВВ в режиме с отсечкой коллекторного тока иВЧ /4/:

в общем случае определяется по формуле:

Определим параметры транзисторов:

Входное сопротивление рассчитывается по одной из следующих формул А,Б,В,Г,Д в зависимости от имеющихся в справочнике данных.

КТ604А:



SП - крутизна по эмиттерному переходу

IK1 - ток первой гармоники коллекторного тока

б1(и) - коэффициент разложения импульсов коллекторного тока в зависимости от угла отсечки и, обычно для ГВВ задают режим иНЧ ~ ()

Сопротивление эмиттера rэ рассчитывается по формуле:



где fб=m • fТ;

m=1,6 для ВЧ VT;

m=1,2 для НЧ VT

fТ - из ф.(1.10а)

L - индуктивность выводов

L ~ (1…1,5) [] • l [мм]

3.5 Входная мощность

Все параметры сведем в таблицу.

Таблица 4

IkmaxНЧ, А	Eкмах, В	КР	Pвых, Вт	Pвх, Вт
0.3	125	19.3	0.56	0.034

Итак, все параметры каскада определены и отвечают требованиям устойчивой работы каскада, требуемой мощности, высокого КПД.

Далее переходим к расчету параметров УМ, для этого рассчитаем его исходные данные.

Расчет усилителя мощности ОК.

Выходная мощность УМ с учётом потерь в КС:

3.6 Расчет усилителя мощности (УМ)

Расчет коллекторной цепи транзистора.

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе Uк кр в критическом режиме:

Ек - напряжение питания,

(из расчёта структурной схемы).)

Максимальное напряжение на К.



Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Постоянная составляющая коллекторного тока:

Высота импульса коллекторного тока:

Мощность, потребляемая от источника питания:



Коэффициент полезного действия коллекторной цепи:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Сопротивление коллекторной нагрузки:

Расчет базовой (входной) цепи транзисторного генератора по схеме ОЭ.

Амплитуда первой гармоники базового тока:



26.458

;

при правильном выборе транзистора

Rэкв. известно из п. 1.9

Ск - емкость коллекторного перехода;

fТ - граничная частота транзистора.

Максимально возможная величина сопротивления по радиочастоте резистора, включенного между базовым и эмиттерным выводами транзистора:

при

SП - крутизна по эмиттерному переходу /5/:

IK1 - ток первой гармоники коллекторного тока



Ск - емкость коллекторного перехода 390 [Ом].

определим мощность рассеивания

Если условие

Полученное значение должно удовлетворять условию:

Величина дополнительного резистора Rдоп, задающего смещение ЕБЭ=Еотс, т.е. и=900.



h21э - коэффициент передачи по току на рабочей частоте h21э=

h21эо - статистический коэффициент передачи по току.

Если Rдоп.< 1 (Ом), то вместо Rдоп. в схему включается дроссель, в нашем случае дроссель не включается.

Если , то расчет проведен правильно, в дальнейших расчетах используется Rдоп.

Если , то принять

Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

СКА - активная (внутренняя) часть емкости коллекторного перехода



Если Rвх оэ - отрицательное, то усилитель мощности будет работать неустойчиво, необходимо изменить режим УМ или ввести RЭкорр.

Входная мощность:

Коэффициент усиления по мощности:

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:



2.9.

Уточненное значение величины смещения на Б:

Еотс - напряжение отсечки коллекторного тока (справочник),

вч - из расчета параметров транзистора (расчет структурной схемы).

Полученная величина ЕБЭ должна совпадать со значением п.2.3.

Расчет согласующих цепей.

где n = 2 - номер гармоники

б1, бn - коэффициенты разложения последовательности косинусоидальных импульсов выходного тока.

;

Если коэффициент фильтрации задан в децибелах, то его надо пересчитать:

Полученный коэффициент фильтрации необходимо распределить между фильтром согласующей цепи выходного каскада Ф и антенным контуром

Для этого определим параметры антенного контура:

где n = 2 - номер гармоники.

Q - добротность антенного контура.

Определим добротность антенного контура, имеющего сопротивление:

Волновое сопротивление с выбираем равным 50 Ом:

Определим коэффициент фильтрации согласующей цепи выходного каскада:



Исходя из требуемого коэффициента Ф, рассчитаем параметры согласующей цепи. Рассмотрим два варианта согласующей цепи.

Исходным для расчета является выбор добротности колебательных контуров. Для одиночного П-контура

для сдвоенного П-контура

Задаемся добротностью:

1<Q <5.

В дальнейших формулах подставляем величину добротности Q, которой задались для одиночного П-контура Q = 1.5 для сдвоенного - Q = 3.

При расчетах промежуточных каскадов обычно ограничиваются однозвенными фильтрами (21) или схемами (табл. 5), т.к. не целесообразно применять сложные фильтры, поскольку последующие каскады работают в режиме с отсечкой.

Прежде чем приступить к расчету параметров фильтра, необходимо убедиться также в том, что заданное сопротивление нагрузки (фидера или антенны) больше минимально допустимого:



или RВХ след. каск.>RНmin

Мнимые числа не имеют физического смысла, то есть однозвенный фильтр в данном случае не подходит.

Проверяем добротность

Если , то расчет фильтра верен.

Если в ф.5 (табл. 6) при определении реактивного сопротивления Х1 под корнем получается отрицательное число, то одиночный П-контур не реализуется. В этом случае необходимо задаться другой величиной добротности или рассчитать схему (рис.22). После расчета параметров двухзвенного фильтра (рис.22) также необходимо определить добротность

Полученная Qпров должна совпадать с выбранной добротностью Q (Qпров ?Q, Q = 3 ).

Элементы фильтров определяются по формулам:

Рассчитаем С1



Рассчитаем С2

Рассчитаем С3

Рассчитаем L1 и L2

полученная индуктивность должна быть L > 50 нГн.

Рассчитав емкости фильтров, необходимо номиналы конденсаторов выбирать по стандартному ряду, учитывая паразитные емкости транзистора (рис. 21).

Для сдвоенного С2 конд = С2 = 15,7 нФ для оконечного каскада

где Ск - емкость коллекторного перехода,

Номиналы по ГОСТу соответственно:

3.7 Расчет усилителя мощности ПредОК

Выходная мощность УМ с учётом потерь в КС:

Расчет коллекторной цепи транзистора.

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе Uк кр в критическом режиме:

Ек - напряжение питания,

P1 - выходная мощность.

Максимальное напряжение на К.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:



Постоянная составляющая коллекторного тока:

Высота импульса коллекторного тока:

Мощность, потребляемая от источника питания:

Коэффициент полезного действия коллекторной цепи:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Сопротивление коллекторной нагрузки:



Расчет базовой (входной) цепи транзисторного генератора по схеме ОЭ.

Амплитуда первой гармоники базового тока:

при правильном выборе транзистора

Rэкв. известно из п. 1.9

Ск - емкость коллекторного перехода;

fТ - граничная частота транзистора.

Максимально возможная величина сопротивления по радиочастоте резистора, включенного между базовым и эмиттерным выводами транзистора:

при



Ск - емкость коллекторного перехода.

Если RБК < 500 [Ом], то RБК применять не рекомендуется.

Величина дополнительного резистора Rдоп, задающего смещение ЕБЭ=Еотс, т.е. и=900.

где Еотс=Е?=0,8 В

Если , то расчет проведен правильно, в дальнейших расчетах используется Rдоп=160Ом(ГОСТ)

Если , то принять

.Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе



Если Rвх оэ - отрицательное, то усилитель мощности будет работать неустойчиво, необходимо изменить режим УМ или ввести RЭкорр.

Входная мощность:

Коэффициент усиления по мощности:

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:



Уточненное значение величины смещения на Б:

Еотс - напряжение отсечки коллекторного тока (справочник),

вч - из расчета параметров транзистора (расчет структурной схемы).

Полученная величина ЕБЭ должна совпадать со значением п.2.3.

Исходным для расчета является выбор добротности колебательного контура. Для одиночного П-контура возьмем Q = 3:

или RВХ след. каск.>RНmin

Проверяем добротность

Элементы фильтров определяются по формулам:

Рассчитаем С1



Рассчитаем С2

Рассчитаем L

Согласно ГОСТу L=59 нГн .

где Сэ.след.к - входная емкость эмиттерного перехода следующего каскада.

Номиналы по ГОСТу соответственно:

3.8 Расчет усилителя мощности 1 каскада

Выходная мощность УМ с учётом потерь в КС:



Расчет коллекторной цепи транзистора.

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе Uк кр в критическом режиме:

Ек - напряжение питания,

P1 - выходная мощность.

Максимальное напряжение на К.

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:



Постоянная составляющая коллекторного тока:

Высота импульса коллекторного тока:

Мощность, потребляемая от источника питания:

Коэффициент полезного действия коллекторной цепи:

Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Сопротивление коллекторной нагрузки:



Расчет базовой (входной) цепи транзисторного генератора по схеме ОЭ.

Амплитуда первой гармоники базового тока:

Rэкв. известно из п. 1.9

Ск - емкость коллекторного перехода;

fТ - граничная частота транзистора.

Максимально возможная величина сопротивления по радиочастоте резистора, включенного между базовым и эмиттерным выводами транзистора:

при

Ск - емкость коллекторного перехода.

Если RБК < 500 [Ом], то RБК применять не рекомендуется.

Величина дополнительного резистора Rдоп, задающего смещение ЕБЭ=Еотс, т.е. и=900.



где Еотс=Е?=0,8 В

Если , то расчет проведен правильно, в дальнейших расчетах используется Rдоп=160Ом(ГОСТ)

Если , то принять

Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе

Если Rвх оэ - отрицательное, то усилитель мощности будет работать неустойчиво, необходимо изменить режим УМ или ввести RЭкорр.



Входная мощность:

Коэффициент усиления по мощности:

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

Уточненное значение величины смещения на Б:

Еотс - напряжение отсечки коллекторного тока (справочник),

вч - из расчета параметров транзистора (расчет структурной схемы).

Полученная величина ЕБЭ должна совпадать со значением п.2.3.

Рассчитаем параметры согласующей цепи.

Исходным для расчета является выбор добротности колебательного контура. Для одиночного П-контура возьмем Q = 3:

Таблица 9

Параметр контура	Значения параметра для П-контура
	одного	двух
Полоса пропускаемых частот
КПД системы контуров

где Qx.x - добротность ненагруженного контура, Qx.x = 100.

для одного П-контура:

или RВХ след. каск.>RНmin

, расчет фильтра верен.

Элементы фильтров определяются по формулам:

Рассчитаем С1



Рассчитаем С2

Рассчитаем L

Согласно ГОСТу L=4.7 мкГн.

где Сэ.след.к - входная емкость эмиттерного перехода следующего каскада.

Расчет кварцевого генератора

В качестве примера проведем анализ и расчет, наиболее распространенной схемы управляемого напряжением кварцевого генератора (рис.5.), которая практически применяется в большей части радиотехнических устройств,. В ней RB1 и RB2 -- сопротивления базового делителя, VT1-КТ201А- транзистор, RC - коллекторная нагрузка, RE - резистор в цепи эмиттера, C1, C2, BQ1 и VD1 - элементы контура генератора и RV - резистор цепи управления варикапа. Варикап RV может использоваться также для подстройки частоты в неуправляемом генераторе, расчет которого производится аналогичным образом.

Рис.25. Принципиальная схема управляемого кварцевого генератора.

Анализ и расчет работы генератора целесообразно начать с расчета режима работы по постоянному току. Для этого совсем необязательно иметь весь набор параметров и характеристик транзистора. Дело в том, что современные кремниевые транзисторы, используемые в качестве активного элемента кварцевых генераторов, как правило, имеют коэффициент усиления по току в?100, а частоту единичного усиления ft ? 1500…2000 МГц, что позволяет пренебречь инерционными свойствами транзистора вплоть до частот порядка 100 МГц.

1. определяем ток коллектора в рабочей точке

,

2. Крутизна коллекторного будет равна



,

3. Для обеспечения широкого диапазона перестройки частоты генератора задаемся фактором регенерации G=5 и определяем управляющее сопротивление Ry

,

4. Определяем эквивалентную емкость генератора

,

Если С1=С2 то С1=С2=347х2=794 Пф. Из ряда Е24 выбираем ближайшие значения емкостей конденсаторов С1=С2=750 Пф

5. Определяем элементы схемы генератора, задающие режим по постоянному току.

6. Определяем элементы цепи базового смещения

Выбираем ток делителя

,

Напряжение на базе транзистора,



,

RB2=UB/I

при это Выбираем RB1=13кОм

7. Для определения перестройки частоты находим

,

тогда общая перестройка будет равна

,

Умножая левую и правую части равенства на получаем

,

где Kp - коэффициент перекрытия варикапа по емкости.

Выбрав Kp=3 определим .

,

При этом

,

Выбираем варикап BB659, у которого =55 pF, а =18 pF.

8. В заключение определим также мощность рассеяния на кварцевом резонаторе

Rq/2=,

Подставляя в данное выражение значения параметров, получаем:

,

В данной главе была разработана структурная схема системы передачи информации на основе метода нелинейного помешивания информационного сигнала к хаотическому. Построена принципиальная схема и произведен расчет основных каскадов высокочастотного тракта передатчика.



Заключение

В данной магистерской диссертации был произведен анализ систем связи с новыми носителями информации на эффектах динамического хаоса. Были рассмотрены динамические системы и хаос, описаны их свойства и модели поведения в системе. Произведены анализы хаоса и указаны характеристики аттракторов.

Подробно рассмотрен метод нелинейного подмешивания информационного сигнала к хаотическому. К достоинствам можно отнести: 1) возможность точного (без искажений) восстановления информационного сигнала при отсутствии помех в канале связи; 2) сложность выделения информационного сигнала посторонним лицом методом адаптивной фильтрации, так как информационный сигнал участвует в формировании хаотического поведения передающей системы. К недостаткам этого способа можно отнести: 1) опасность частичной или полной потери хаотической синхронизации между передающей и приемной системами из-за присутствия шумов, линейных и нелинейных искажений сигнала в канале связи; 2) ограничение на уровень информационного сигнала, задаваемое величиной хаотического сигнала: превышение первого над вторым чревато срывом хаотических колебаний или демаскировкой сообщения.

На основании метода нелинейного подмешивания была построена структурная схема системы передачи информации. На основе данного метода были произведены расчеты каскадов высокочастотного тракта передатчика и построена принципиальная схема.

Данная работа является итогом завершения обучения в магистратуре в Казанском Национальном Исследовательском Техническом Университете имени А.Н. Туполева факультета ИРЭТ по специальности 11.04.02 - Инфокоммуникационные технологии и системы связи.



Список литературы

1. Афанасьев В.В., Данилаев М.П., Нуреев И.И., Усанов А.И. (2007). Схемотехника аналоговых электронных устройств: Методическое пособие. Казань: Казан. гос. техн. ун-та.

2. Дмитриев А.С., Ефремова Е.В., Максимов Н.А., Панас А.И. (2012). Генерация хаоса. Москва: Техносфера.

3. Дмитриев А.С., Панас А.И. (2002). Динамический хаос. Новые носители информации для систем связи. Москва: Физмалит.

4. Ефремова Е.В. (2003). Передача информации с помощью динамического хаоса. Генерация и разделение сигналов. Москва: НП.

5. Жирков В.Ф., Ахмад Х.М. (2007). Введение в цифровую обработку речевых сигналов. Владимир: ВГТУ.

6. Ильин Г.И., Трофимов Л.А., Царева М.А. (2010). Проектирование радиоприемных устройств СВЧ: Учебное пособие для курсового и дипломного проектирования. Казань: КНИТУ-КАИ.

7. Мухин Р.Р. (2007) Очерки по истории динамического хаоса (М.: Вест-Консалтинг)

8. Кузнецов. (2006). Динамичсекий Хаос. Москва: Физмалит.

9. Дмитриев А.С., Кузьмин Л.В., Лактюшкин А.М. (2003) Амплитудная модуляция и демодуляция хаотических сигналов. Саратов: Изд-во Сарат. унта.

10. Дмитриев А.С. (2009) Беспроводная связь с хаотическими носителями: состояние и перспективы. М.: Книжный дом «ЛИБРО-КОМ».

11. Владимиров С.Н. (2008) Динамические неустойчивости потоков и отображений. Взгляд радиофизика. - Томск: Изд-во Том. ун-та.

12. Аникин В.М., Голубенцев А.Ф. (2007) Аналитические модели детерминированного хаоса. - М.: Физматлит.

13. Измайлов И.В., Коханенко А.П., Пойзнер Б.Н., Романов И.В. (2008) Генератор детерминированного хаоса радиодиапазона с линией задержки на оптическом волокне. Известия вузов. Сер. Физика.

14. Романов И.В., Измайлов И.В. (2009). Генератор хаоса с нелинейностью Л-типа и удвоителем частоты. IV Всерос. конф. молодых ученых. Томск: Изд-во Института оптики атмосферы СО РАН.

15. Романов И.В., Измайлов И.В., Коханенко А.П., Пойзнер Б.Н. (2011). Нелинейное подмешивание радио - и видеосигналов в системе конфиденциальной связи с использованием динамического хаоса. Томск. Изв. вузов. Физика .

16. Романов И.В., Измайлов И.В., Коханенко А.П., Пойзнер Б.Н. (2011). Моделирование зависимости отношения сигнал/шум от расстройки параметров системы связи, использующей детерменированный хаос. Томск. Изв. вузов. Физика.

17. Hranilovic (2005) Wireless Optical Communications Systems. - NY: Springer.

18. Владимиров С.Н., Измайлов И.В., Пойзнер Б.Н. (2009). Нелинейно-динамическая криптология: радиофизические и оптические системы. М. :ФИЗМАТЛИТ.

19. Короновский А.А., Москаленко О.И., Храмов А.Е. (2009). О применении хаотической синхронизации для скрытой передачи информации. УФН. 2009.

20. Kye W.-H., Choi M., Kim C.-M., Park Y.-J. (2005) Encryption with synchronized time-delayed systems. Phys. Rev. E.

21. Nguimdo R. M., Colet P., Larger L., Pesquera L. (2011) Digital key for chaos communication performing time delay concealment. Phys. Rev. Lett.

22. Zunino L. et al. (2010) Permutation-information-theory approach to unveil delay dynamics from time-series analysis. Phys. Rev. E.

23. Dai C. et al. (2010) Seeker optimization algorithm for parameter estimation of time-delay chaotic systems. Phys. Rev. E.

24. Ma H., Xu B., Lin W., Feng J. (2010). Adaptive identification of time delays in nonlinear dynamical systems. Phys. Rev. E.

25. Шахтарин Б.И., Кобылкина П.И., Сидоркина Ю.А. и др. (2007) Анализ генератора Чуа. В кн.: Генераторы хаотических колебаний. - Москва: Гелиос АРВ.

26. Николаев С.А. (2009). Расчет уситиельных каскадов. Методическое пособие, СПб.

27. Павлов А.В. (2010). Динамический хаос. Учебное пособие. СПбГУ: ИТМО.

28. Гимадеева Л.А. Расчет частотно-модулированного автогенератора. Методические указания

29. В.В. Шахгильдян, М.С. Шумилин, В.Б. Козырев и др. (2000) Проектирование радиопередатчиков: Учеб. пособие для вузов - М.: Радио и связь.

Размещено на Allbest.ru

...