Исследование характеристик линейных кодов в оптических системах передачи с волновым разделением

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Узбекское агентство связи и информатизации

Ташкентский университет информационных технологий

Диссертация

На соискание академической степени магистра

Исследование характеристик линейных кодов в оптических системах передачи с волновым разделением

Специальность: 5А522203 Оптические системы связи и обработки информации

Судоргин Сергей Валерьевич

Ташкент 2010

ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

1. ОБЗОР И АНАЛИЗ ЛИНЕЙНЫХ КОДОВ В ВОСП

1.1 Требования к линейным кодам в ВОСП

1.2 Типы линейных кодов в ВОСП и их основные характеристики

1.3 Преимущества и недостатки линейных кодов в ВОСП

Выводы и постановка задачи

2. ИССЛЕДОВАНИЕ И АНАЛИЗ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ СПЕКТРОВ ЛИНЕЙНЫХ КОДОВ В ВОСП

2.1 Анализ энергетических спектров периодической и непериодической последовательностей импульсов

2.2 Анализ и оценка энергетических спектров линейных кодов аппаратуры плезиохронной и синхронной цифровых иерархий

Выводы

3. РАЗРАБОТКА РЕКОМЕНДАЦИЙ ПО ВЫБОРУ ЛИНЕЙНОГО КОДА

3.1 Особенности систем WDM

3.2 Выбор и обоснование типа линейного кода аппаратуры WDM

Выводы

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

ВВЕДЕНИЕ

Президент Республики Узбекистан Каримов И.А. неоднократно подчёркивал необходимость последовательного развития сферы инфомационно-коммуникационных технологий и внедрения их во все сферы жизни.

Развитие экономики и международных связей Республики Узбекистан обуславливает значительное увеличение информационного обмена как внутри страны, так и с международным сообществом. Необходимость Республики Узбекистан вхождения в глобальное информационное общество и передачи всевозрастающего объема информации с высоким качеством постоянно требует расширение существующих и развитие телекоммуникационных систем и сетей с использованием новейших технологий. С другой стороны увеличение номенклатуры и объема передаваемой информации со стороны пользователей накладывает новые требования к качеству предоставляемых услуг.

Выше сказанное может быть эффективно реализовано при построении полностью оптических сетей на локальном, региональном и глобальном уровнях. Полностью оптическая сети представляет класс сетей в функционировании которых, главную роль при коммутации, мультиплексировании, ретрансляции играют чисто оптические технологии. Эти сети претендуют на роль главенствующей сетевой технологии, способность обеспечить гигантскую полосу пропускания для всех сетевых информационных приложений. Главным препятствиями на пути внедрения этой технологии являются: дисперсия распространяемого по волокну оптического сигнала, влияние нелинейных эффектов в мультиплексной оптической линии, вносимые шумы и помехи. В последние годы этой области ведутся интенсивные исследования, разрабатываются новые методы и средства для решения возникающих проблем.

С учетом изложенного телекоммуникационные операторы должны обеспечить качество передачи информации при приемлемых капитальных и эксплуатационных затратах. При этом необходимо повысить пропускную способность средств передачи и качественно обслуживать поступающий трафик, что обязывает операторов обеспечить соответствие всех технических характеристик элементов, систем и сети телекоммуникации нормативным требованиям и международным рекомендациям. Операторы должны обоснованно выбрать технологии и технику, адаптировать их к условиям пользователей, обеспечить требуемые технические характеристики и режимы работы систем и сетей в целом. При переходе на новые технологии необходимо исследовать и учитывать новые дестабилизирующие факторы влияющие на качество передачи сигналов, которые необходимо изучить и эффективно компенсировать.

Одной из технологий обеспечивающей высокую пропускную способность систем передачи транспортной сети телекоммуникаций является волоконно-оптическая система передачи с волновым разделением каналов. При внедрении WDM возникают специфические нелинейные эффекты влияние которых на качество передачи сигналов требуют исследования.

Исследование влияния четырехволнового смешивания, помех от соседних каналов и ограничения суммарной мощности светового сигнала, вводимого в оптическое волокно, позволят решить проблемы реализации и внедрения систем WDM и будет способствовать обеспечению высокого качества передачи оптических сигналов.

Актуальность. Для достижения более высоких скоростей на транспортных оптических сетях необходимо исследовать все факторы, препятствующие и способствующие этому. Исследование особенностей применения линейных кодов является одной их важнейших задач для развития сетей передачи данных.

Целью работы является исследование линейных кодов в перспективных волоконно-оптических системах передачи с разделением по длине волны.

Для достижения поставленной цели в работе решаются следующие задачи:

1. обзор и анализ линейных кодов, используемых в современных ВОСП;

2. формирование ряда основных требований к линейным кодам в ВОСП;

3. определение достоинств и недостатков типов линейных кодов;

4. анализ энергетических спектров цифровых сигналов;

5. выбор наиболее приемлемого линейного кода для WDM.

Научная новизна работы состоит в следующем:

-проведен анализ существующих типов линейных кодов.

-исследованы энергетические спектры линейных кодов в ВОСП.

-выполнен расчёт энергетических спектров линейных кодов в ВОСП.

-разработаны рекомендации по использованию линейных кодов в ВОСП с волновым разделением.

Апробация: Основные результаты диссертации освещались: на Республиканской научно-технической конференции аспирантов, магистрантов и одарённых студентов «Ахборот-коммуникация технологиялари», Ташкент 2010 г.;

Практическая ценность.

1. Предложен подход к решению задачи выбора линейного кода для WDM.

2. Приведена методика расчета энергетических спектров линейных кодов в ВОСП.

Магистерская диссертация состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы, приложения. Работа изложена на 81 странице, иллюстрирована 25 рисунками и содержит 4 таблицы. Список литературы включает 20 наименований. В приложении приведены слайды электронной презентации.

1. ОБЗОР И АНАЛИЗ ЛИНЕЙНЫХ КОДОВ В ВОСП

1.1 Требования к линейным кодам

Основные характеристики волоконно-оптических систем передачи (ВОСП) (длина регенерационного участка, метод обработки сигналов, система контроля ошибок в регенераторах, помехозащищенность, искажение сигналов в линии и другое) в значительной степени зависят от выбора линейного кода в линии.

В зависимости от физической среды передачи информации, а также от технологии (SDH, WDM и других) посредством которой организовываются каналы связи выбирают вид линейного кода. Оптическое волокно как среда передачи сигналов, а также источник излучения в передающем и фотодетектор в приемном оптических модулях предъявляют ряд требований к свойствам сигнала, распространяющегося по оптическому волокну.

При передаче информации по оптическому волокну используется процесс модуляции оптического сигнала. Модуляция света позволяет "нагружать" световой поток информацией, которая переносится светом и может быть затем извлечена и использована.

Так как импульсные посылки излучаемой оптической мощности могут быть только положительными или нулевыми (интенсивность оптического излучения является по самой природе положительной величиной), невозможно непосредственное использование биполярных кодов, применяемых при передаче информации по электрическим кабелям связи.

В ВОСП использование кода с основанием n>2 (многоуровневые коды) не нашло широкого применения. Причиной являются нелинейность модуляционной характеристики и температурная зависимость мощности излучателя, например, лазерного диода, что приводит к необходимости использования двухуровневых кодов. Таким образом, в ВОСП с прямым детектированием и применением модуляции по интенсивности света линейный сигнал в большинстве случаев представляет собой дискретное сообщение, выраженное в двоичном коде (n = 2, символы кода “1” и “0”), представляющее случайную последовательность импульсов одинаковой формы, следующих друг за другом через постоянные интервалы времени длительностью Т, называемые тактовыми интервалами. Такие сигналы носят название случайных сигналов с детерминированными тактовыми интервалами. [5]

Типы линейных кодов, используемых в ВОСП представлены на рис. 1.1.

К линейным кодам ВОСП предъявляются следующие основные требования:

1.Непрерывная часть энергетического спектра кода должна иметь минимальную спектральную плотность как в низкочастотной и в высокочастотной областях. Ограничение спектра в области нижних частот связано в основном с требованием безыскаженной передачи принимаемого цифрового сигнала усилителем переменного тока фотоприемника, так как в противном случае для реализации оптимальных условий приема перед решающим устройством надо вводить дополнительное устройство, предназначенное для восстановления низкочастотной составляющей. Это усложняет схему построения оборудования линейного тракта. Большое усиление при постоянном токе вызывает значительный дрейф постоянной составляющей. Это ограничение является очень жестким для систем, которые используют оптические приемники с высокой чувствительностью.

2.Помимо дискретной составляющей на тактовой частоте линейный код должен содержать информацию о тактовой частоте передаваемого сигнала. В приемнике эта информация используется для восстановления фазы и частоты хронирующего колебания, необходимого для принятия решения пороговыми устройствами приемника и регенератора. Наличие таких составляющих облегчает выделение тактовой частоты (ВТЧ), необходимое для определения границ тактовых интервалов при синхронном приеме. Если математическое ожидание сигнала содержит колебания с =1/Т, задача может быть решена с помощью простейшего линейного фильтра.[17]

Рис. 1.1 Линейные коды, используемые в ВОСП

Заметим, что, вообще говоря, наличие в дискретном спектре составляющей с частотой f_T либо с кратной ей частотой, которая после выделения может быть поделена до , желательно, но не обязательно. В принципе, колебания тактовой частоты можно выделить и при линейном сигнале без соответствующей дискретной составляющей, если применить нелинейную обработку сигнала. Это можно показать на примере сигнала с безызбыточным NRZ-кодом. Действительно, после дифференцирования и одностороннего ограничения преобразованный сигнал приобретает составляющую тактовой частоты, как это показано на рис. 1.2.[10]

Рис 1.2 Пример нелинейной обработки NRZ-сигнала

3.Непрерывная часть энергетического спектра линейного кода в ВОСП должна иметь низкий уровень в области тактовой (либо кратной ей) частоты, используемой для синхронизации приема, так как чем меньше уровень непрерывной составляющей в области, выделяемой дискретной составляющей, тем меньше помехи для устройств выделения тактовой частоты.[10]

4.Желательно, чтобы основная доля энергии непрерывной составляющей энергетического спектра была сосредоточена в относительно узкой части спектра, так как при прочих равных условиях, чем уже спектр, тем меньше искажается сигнал за счет ограничения полосы линейного тракта.

5.Процесс линейного кодирования не должен зависеть от статистики сигналов источника информации, и наоборот, код не должен налагать какие - либо ограничения на передаваемое сообщение и обеспечивать однозначную передачу сигналов с любой статистикой. Иначе говоря, вне зависимости от скорости передаваемого сообщения, его длины линейный код передачи должен отображать любую двоичную последовательность, которая так же беспрепятственно будет декодирована на приёмной стороне.

6.Алгоритм формирования сигнала должен позволять надежно контролировать качество (достоверность) передачи в процессе автоматической эксплуатации ВОСП путем контроля ошибок регенераторов. То есть данный алгоритм должен просматривать не уклоняется ли текущая цифровая сумма за выделенные рамки, свойственные тому или иному виду линейного кодирования. Каждый раз при выходе за обозначенные пределы должен срабатывать счётчик ошибок. Если количество ошибок превышает определённое значение, то выдаётся команда о неисправности регенератора.

7.Устройства кодирования, декодирования и контроля ошибок должны быть простыми, надежными и малоэнергоемкими с возможностью интеграции схемы. При разработке устройства стремятся к тому, чтобы каждый блок оборудования потреблял как можно меньшее количество энергии. Также должно удовлетворяться требование эффективности линейного кода в ВОСП по энергетическим затратам. Здесь необходимо учитывать возможность экономии мощности и увеличения ресурса работы лазера.

8.Желательно, чтобы линейный код имел малую избыточность R для снижения соотношения между скоростью передачи в линии и скоростью исходных двоичных сигналов и повышения эффективности ВОСП. Данное требование является «противовесным» требованию пункта 6. Избыточность, используемого линейного кода определяется по следующей формуле:[10]

, (1)

где - тактовая частота информационного цифрового сигнала на входе кодера линейного тракта (или на выходе декодера); m - число разрешенных уровней входного сигнала; - тактовая частота информационного цифрового сигнала на выходе кодера линейного тракта (или на входе декодера линейного тракта), то есть в линии передачи; n - число разрешенных уровней выходного сигнала.

В случае, когда используется двоичный двухуровневый код, n = m = 2 и избыточность блочного кода[10]

. (2)

Избыточность придает сигналу заданные свойства и повышает тактовую частоту

. (3)

Относительная скорость передачи (коэффициент изменения тактовой частоты, эффективность кода) определяется по формуле

. (4)

Этот параметр характеризует увеличение скорости передачи (увеличение тактовой частоты) при применении данного блочного кода. Очевидно, что чем меньше избыточность кода, тем меньше разница между скоростями.

Так как, чем меньше соотношение n/m (где m-число информационных битов, n - число линейных тактовых импульсов, которые получились при добавлении к m-информационным битам k-проверочных битов) тем сложнее кодирующее устройство, а следовательно и дороже. Но в то же время налицо и огромный выигрыш в снижении избыточности линейного кода до минимума.

9.Линейный код не должен приводить к существенному размножению ошибок при декодировании. При выборе линейного кода необходимо тщательно исследовать алгоритм кодирования-декодирования линейного сигнала. Здесь необходимо уточнить, что при использовании различных систем передачи стараются использовать линейный код, который бы удовлетворял данному требованию. То есть, простыми словами, если мы поставим устройство принимающее линейные тактовые импульсы, без какой-либо проверки блоков (к примеру, на чётность-нечётность) то очень вероятно появление эффекта «проскальзывания», а это приведёт к неправильной интерпретации последующих битов информации.

10.Линейный код должен обеспечивать организацию дополнительных каналов для передачи служебной информации. Некоторые виды кодов, к примеру CMI (Code Mark Inversion) позволяют использовать неразрешённые биты в цифровой последовательности, передаваемой по линии, в качестве бит служебной связи. Это позволяет с наибольшей производительностью использовать выделенную полосу частот.

11. Значение цифровой суммы (ЦС) не должно выходить за определённые для данного вида линейного кодирования пределы.

Цифровой суммой называют алгебраическую сумму амплитуд импульсов на временном отрезке n-уровневого кода, отнесенную к абсолютному значению разности соседних по величине уровней. Различают цифровую сумму двух видов: накопленную цифровую сумму (НЦС) кодового блока, кодовой группы, кодового слова и текущую цифровую сумму (ТЦС).

Накопленная цифровая сумма - это число всевозможных значений, которое принимает цифровая сумма для какого-либо рассматриваемого блока кода; накопленная цифровая сумма блока из n элементов двухуровневого сигнала определяется по формуле (5).[10]

. (5)

Для двоичных кодов значения элементов цифровой суммы определяются вероятностями появления единиц () и нулей ( = 1 - ); = для символов “1”; = - для символов “0”. Накопленная цифровая сумма совпадает с числом состояний кодека (кодера-декодера), и ее величина определяет сложность кодека.

Текущая цифровая сумма определяется алгебраической суммой амплитуд n-уровневого кода с любого момента времени до момента наблюдения

, (6)

где j - порядковый номер бита кодовой комбинации кода в начале отсчета времени; m - порядковый номер бита в момент наблюдения.

Число возможных состояний текущей цифровой суммы в моменты окончания кодовых блоков обозначается . Увеличение приводит к увеличению сложности кодека.

Одновременно усложняется контроль блочной синхронизации. Кроме того, для любого кода существует определенное число значений, обозначенное , которое может иметь текущая цифровая сумма при безошибочном приеме элементов кода. Сложность схемы контроля ошибок определяется .

12.Значение коэффициента относительной помехоустойчивости должно принимать как можно большие значения. Данный коэффициент показывает, на какую величину потенциальная помехоустойчивость цифрового сигнала отличается от предельной помехоустойчивости:

. (7)

где - эквивалентная потенциальная помехоустойчивость рассматриваемого кода; - предельная эквивалентная потенциальная помехоустойчивость цифрового сигнала.

Вне зависимости от конкретных условий реализации линейного тракта ВОСП сравнение цифровых сигналов удобно производить по потенциальной помехоустойчивости при идеальных условиях, которая зависит от эквивалентной мощности элементов этого сигнала (t) и (t), то есть

. (8)

Очевидно, что предельной помехоустойчивостью будут обладать сигналы, элементы которых противоположны и удовлетворяют равенству

. (9)

В оптических системах передачи противоположными являются сигналы, которые состоят из элементов высокого (положительного) уровня (t) и низкого (нулевого) уровня (t). Также учтем факт, что при оптимальном приеме достоверность приема тем выше, чем больше энергия сигнала.

1.2 Типы линейных кодов в ВОСП и их основные характеристики

Коды класса 1B2B.В настоящее время предложен целый ряд кодов 1B2B, предназначенных для использования,в волоконно-оптических линиях передачи. Разнообразие таких кодов иллюстрируется на рис. 1.3 временными диаграммами сигналов, полученных при перекодировании одной и той же исходной последовательности двоичных символов.Единой системы условных обозначений и наименований различных кодов 1В2В не отработано. На рис. 1.3 приведены часто встречающиеся в литературе, но не единственные обозначения.[10]



Рис. 1.3 Временные диаграммы формирования линейных сигналов класса 1В2В.

Сигналы, приведенные на рис. 1.3 а, б, в, отражают варианты безызбыточного кодирования заданной последовательности. Отличаются они тем, что в первом варианте (рис. 1.3а) «1» и «0» исходной последовательности представляются соответственно верхним и нижним уровнями сигнала. Такое кодирование часто называют абсолютным и обозначают буквой L. Во втором варианте (рис. 1.3) символу «1» соответствует повторение предыдущего элемента сигнала (сохранение состояния, уровня), символу «0» -- появление альтернативного сигнала (переход па другой уровень, изменение состояния). Такой код называется относительным и обозначается буквой М. Другой вариант относительного кода, в котором сохранение состояния соответствует символу «0», а изменение состояния - символу «1» как это показано на рис. 1.3в, обозначают буквой S.

В определенных условиях каждый из перечисленных кодов обладает своими преимуществами. Так, если перерывам и передаче речевого сигнала соответствуют длинные последовательности нулей, которые передаются в оптическом канале с нулевым уровнем интенсивности излучения, коды L и М, не обладая в таком режиме переходами, не позволяют без специальных дополнительных мер выделить сигнал синхронизации. Существенную роль для выбора одного из кодов играет статистика исходной последовательности.

При любых правилах кодирования различают способы формирования линейных сигналов NRZ и RZ. В первом случае следующие друг за другом активные элементы двоичного линейного сигнала (токовые посылки в цепях, импульсы света в волоконно-оптической линии) формируются в виде общего удлиненного импульса без явных границ между элементарными импульсами, во втором -- на каждой активной посылке обеспечивается возврат к нулю до окончания тактового интервала, как это показано на рис. 1.3г. RZ-кодирование обеспечивает защитные промежутки между элементами сигнала, которые используются для зашиты от межсимвольных помех. Одновременно возвраты к нулю обеспечивают в спектре сигнала появление дискретной составляющей тактовой частоты, что облегчает решение задач синхронизации. Увеличение числа переходов в кодах RZ облегчает работу ВТЧ и в случае синхронизации по переходам путем дифференцирования и выпрямления линейного сигнала.

При длительности импульса RZ-сигнала, ограниченной половиной такта NRZ-сигнала, его можно рассматривать как избыточный двоичный сигнал с линейной частотой = 2/Т. в котором из четырех возможных двоичных блоков 00, 01, 10 и 11 кодов класса 1B2B используются только два: 00 и 10. Поскольку статистика сигнала в целом существенным образом не изменена, по-прежнему возможны группирования длинных последовательностей 0000000... и 0101010..., непрерывная часть энергетического спектра имеет значительную плотность на = 0 и в прилегающей области.[1]

Рис. 1.4 Правила формирования блоков 2B для некоторых типов кодов.

Ниже рассматриваются коды, избавленные от такого недостатка. На рис. 1.3д--з приведены линейные коды, имеющие ряд общих свойств. Правила формирования блоков 2В в этих кодах приведены в виде графов на рис. 1.4. В соответствии с этими правилами в получаемых последовательностях р_1л =р_0л и, что существенно, исключается возможность появлений в линейном сигнале более двух импульсов одного уровня подряд. При равновероятных символах исходной последовательности р₁=р₀ это обеспечивает весьма малую спектральную плотность в примыкающей к =0 области. При корреляции символов исходного кода и неравновероятности его символов свойства рассматриваемых линейных кодов становятся различными.

Первый из приведенных кодов получил название абсолютного бифазного (или биимпульсного) кода, обозначен BI--L (иногда бифазные коды называют кодами Манчестера). В этом коде исходные символы «1» и «0» представляются соответственно блоками линейного кода 01 и 10 (возможно и наоборот).

Недостатком рассмотренного кода является трудность контроля фазы блочного синхросигнала при существенном неравенстве р₁р₀ исходной последовательности. На длительных последовательностях исходного сигнала вида 0000... или 1111... в линейном коде появляются последовательности вида 0101..., для которых цифровая сумма блоков г_2l, не зависит от сдвига границ на один такт линейного сигнала. Возможно явление «проскальзывания» фазы в случаях, когда перерывам в передаче информационного сигнала соответствуют длительные последовательности нулей.

Избавиться от изложенного выше можно, используя принципы относительного кодирования. На рис. 1.3е представлен дифференциальный бифазный код, называемый DBI (Differential Biphase). Правило кодирования (см. также рис. 1.3а) состоит в том, что символу «1» исходной последовательности соответствует отсутствие перехода блока 01 (либо 10) в альтернативное состояние (повторяется блок предшествующего состояния), символу «0» соответствует этот переход (формируется блок, отличный от предшествующего).

На рис. 1.3е видно, что в области группирования нулей исходной последовательности образуется линейный сигнал с переходами, повторяющимися с частотой =f_л/2, что позволяет детерминировать границы блоков линейного сигнала в паузах передачи информационного сигнала.

Отмеченные различия сигналов BI--L и DBI отражаются также зависимостями их энергетических спектров от вероятностей р₁ и р₀ (единиц и нулей) исходной последовательности. При равных вероятностях р₁ = р₀=1/2 спектры одинаковы. В то же время при р₀1они становятся существенно различными. В сигнале DBI спектральная плотность уменьшается на частоте f_Т и увеличивается на частоте f_л/4, что свидетельствует о повторяемости переходов одинакового направления с частотой f_л/4=/2 и о возможности выделения частоты f_л/2 = f_т с использованием дифференцирования и двухстороннего выпрямления линейного сигнала.

Сходные результаты можно получить и при несколько измененных алгоритмах относительного кодирования (рис. 1.4с, д) -- коды BI--М и Bl-- S. Линейные сигналы с таким кодированием представлены на рис. 1.3 ж, з. Для обоих кодов общим является наличие перехода «1»--«0», либо «0»--«1» в начале каждого блока независимо от передаваемого символа исходной последовательности. Кроме того, в коде BI--M формируется переход в середине блока при передаче «1» исходной последовательности, отсутствие перехода -- при передаче «0». Код BI--S отличается тем, что переходы в середине блоков соответствуют «0» исходной последовательности, а отсутствие таких переходов соответствует символам «1» исходной последовательности.

Обратим внимание на то, что сигнал, полученный с кодом BI-M. отличается от сигнала, полученного с кодом DBI, только сдвигом на длительность тактового интервала. Если в DBI сменить правило формирования линейного кода на обратное, то есть осуществлять кодирование «0» изменением состояний 01 или 10 а кодирование «1» сохранением этих состояний, такая же связь обнаружится с кодом BI--S.

Отметим, что коды DBI формируются «наоборот», и BI--S приобретают нужные для надежной блочной синхронизации свойства на отрезках с длительным чередованием единиц и нулей исходной последовательности. Это может быть полезным в системах с дельта-модуляцией, когда именно на нулевом уровне информационного сигнала (паузы) исходная цифровая последовательность NRZ--L будет вида...0101..., либо в тех случаях, когда исходная последовательность получена не абсолютным, а относительным кодированием.

Подчеркнем, что разные алгоритмы кодировании могут приводить к одним и тем же результатам по качествам линейного сигнала. Приведем еще один пример такой неоднозначности. Сигнал, полученный нами в примере с кодом BI--S (рис. 1.3з) может быть получен и по другим правилам: «1» исходного кода кодируются поочередно блоками 11 и 00, а «0» -- либо 01, либо 10 так, чтобы первый символ блока отличался от последнего символа предшествующего блока. Это дает повод отнести подобное кодирование к классу кодов, называемых AMI (Alternate Mark Inversion). Иногда его обозначают также DMI (Differential Mode Inversion).

Код AMI может быть сформирован и в ином варианте, если, как и прежде, символы «1» исходного кода кодировать поочередно блоками 11 и 00, а символы «0» - блоками 01 либо 10, но так, чтобы первый символ блока не отличался от последнего символа предшествующего блока. Линейный сигнал, полученный c таким вариантом кодирования (AMI-1) представлен на рис. 1.3и. Сравнивая с DMI, видим, что число переходов здесь уменьшилось. Соответственно непрерывный спектр сигнала сосредоточивается в области более низких частот. Кроме того, в отличие от DMI длинная последовательность нулей приводит к появлению колебаний на частоте 1/2Т, позволяющих детерминировать границы кодовых блоков. Непрерывная составляющая спектра в области тактовой частоты существенно подавлена: она лишь слабо влияет на качество синхронизации. Этот код часто называют электронно-фотонным (ЕР--1).

В целях максимального подавления спектральной плотности непрерывного спектра на тактовой частоте был предложен еще один электронно-фотонный код (ЕР--2), реализация линейного сигнала с этим кодом представлена на рис. 1.3к. Здесь, как и прежде, символы «1» исходной последовательности поочередно кодируются блоками 11 и 00. символы же «0», независимо от вида этих блоков, кодируются поочередно блоками 10 и 01. Последнее и обеспечивает низкую спектральную плотность на тактовой частоте. В то же время частота переходов увеличивается, чему соответствует меньшее уплотнение спектра в области низких частот.

Нужно сказать, что смещение спектральной плотности в области сравнительно низких частот, наблюдаемое в ЕР--1 и родственном ему коде Миллера (код, «обратный» ЕР--1), не является их бесспорным преимуществом. Действительно, в области самых низких частот (вблизи = 0) желательна малая спектральная плотность, с другой стороны, и в области относительно высоких частот (1,5f_т и более f_л) спектральная плотность оказывается выше, чем у других кодов. Это свидетельствует (как видно и по графику рис. 1.3и,м) о значительной чувствительности таких сигналов к межсимвольным помехам и 1-го, и 2-го рода. Кроме того, затрудняется выделение тактовой частоты на основе дифференцирования и выпрямления линейного сигнала, поскольку относительное количество переходов в таких кодах невелико.

Упомянем еще об одном коде, в котором наряду с достоинствами простоты кодирования, сравнительно высокой частоты переходов имеется еще и возможность выделения тактовой частоты заданной фазы с помощью линейного фильтра. Это уже упоминавшийся ранее код CMI, иллюстрируемый рис.1.3л. При чередовании блоков 11 и 00, используемых для передачи символов «1» исходной последовательности, символы «0» передаются только одним из блоков 01 или 10. Здесь в отличие от более сложных кодов с инверсиями легче обнаруживаются и одиночные ошибки.

Отметим ещё одну сторону дела. В коде CMI можно сравнительно просто, жертвуя частью избыточности, организовать служебную связь. С этой целью можно использовать «запрещённые» в обычном режиме комбнации 10 (либо 01), а также нарушения чередований комбинаций 11 и 00. Конечно, в таком случае на ту долю времени, которая используется для служебной связи, следует предусмотреть соответствующие блокировки систем контроля ошибок. Подобные возможности предоставляют и другие избыточные коды класса 1В2В. Однако в CMI эта задача решается особенно просто.

Недостатком CMI по отношению к бифазным кодам является возможность группирований трёх символов «1» и трёх символов «0» подряд (l_{1 макс} =l_{0 макс} =3). При поэлементном приёме у него несколько большая чувствительность к межсимвольным помехам, чем у бифазных кодов.

Коды классов mВnВ с m>1. Как отмечалось выше, одним из недостатков, ограничивающих применение кодов класса 1В2В, является удвоение тактовой частоты сигнала, требующее расширения полосы частот линейного тракта и увеличения быстродействия его элементов. На достаточно больших скоростях передачи (порядка 100 Мбит/с и более) оказывается целесообразным применение кодов с меньшей избыточностью.

Простейшим решением является использование кодов с проверкой на четность. К группе из m символов (блоку) исходной двоичной последовательности добавляется еще один контрольный символ «1» или «0» для того, чтобы сумма по модулю 2 элементов новой комбинации с n = m+ 1 символами равнялась 0, то есть содержала четное число «1». Одиночные ошибки обнаруживаются по появлению комбинаций с нечетным числом «1» (сумма по модулю 2 равна 1). Такие коды обозначаются mВ1Р.

Иногда дополнительный символ вводят для определения границ кодовых комбинаций. Признаком этого символа является инверсия но отношению к одному из символов (например, последнему) информационной последовательности. Такие коды получили обозначение mВ1С (С-- Complementary). В некоторых случаях используют и комбинированный код типа mВ1С1Р.

Основные достоинства указанных кодов -- малая избыточность при больших m, простота кодирования, отсутствие размножения ошибок обеспечили их применение в высокоскоростных ВОСП. Для уменьшения избыточности нередко выбирают весьма большие значения m. Так, известно применение кодов подобного типа 17В1Р, 24В1Р (часто их упоминают под названием 17В18В, 24В25Р).

При необходимости для улучшения спектров сигналов с такими кодами, а также снижения вероятности появления ситуаций с длинными последовательностями нулей используют скремблирование.

Рассмотренное простейшее кодирование не решает, однако, многих важнейших задач -- подавление низкочастотных составляющих в спектре сигнала, контроль регенераторов по ТЦС и другое. В связи с этим были разработаны более сложные, но и более эффективные способы кодирования. В частности, разработаны способы так называемого взвешенного кодирования.

При взвешенном кодировании все 2^m комбинаций из m символов в блоках исходной двоичной последовательности разбивают на две группы. Комбинации первой группы кодируются комбинациями из n>m символов, содержащими равное и постоянное число n_E символов «1»-- комбинации с равным весом R= n_E. При небольшой избыточности число таких комбинаций оказывается недостаточным для кодирования всех 2^m исходных комбинаций.

Оставшиеся комбинации -- комбинации второй группы -- кодируются поочередно комбинациями линейного кода с весами R = n_E + l (прямые блоки) и R = n_E -- l (инверсные блоки). При этом средняя плотность «1» в последовательности остается постоянной.

Для контроля по ТЦС удобно принимать n_Е=n/2 с равенством (паритетом) чисел «1» и «0» в комбинациях первой группы. Комбинации второй группы обладают диспаритетностью: R>n/2 - положительная диспаритетность, R<n/2-- отрицательная. Как было показано выше, в длинной последовательности они компенсируются. Кодовые таблицы подобных колов классов ЗВ4В и 5В6В приведены в таблицах 1.1 и 1.2.

При кодировании исходная последовательность делится на блоки, по m символов в каждом - исходные блоки. С ними сопоставляются кодовые комбинации mВnВ (блочное кодирование). Эти комбинации выбираются, а при необходимости «спариваются» (в группе диспаритетных комбинаций) таким образом, чтобы уменьшить текущую диспаритетность, уменьшить максимальное число последовательных одинаковых символов, уменьшить спектральную плотность сигнала в области нижних частот. Это дает, в частности, возможность контролировать ошибки по ТЦС без декодирования линейного сигнала.

Заметим, что в общем случае исходные блоки не совпадают с кодовыми комбинациями (словами) исходной последовательности. При декодировании mВnВ поблочно восстанавливается исходная последовательность, и только после этого можно выделять из нее исходные кодовые комбинации (слова), содержащие передаваемую информацию.[16]

Таблица 1.1 Формирование линейного кода 3В4В.

Исходные блоки	Коды класса 3В4В
	Вариант 1	Вариант 2
000	0101	1011 0100
001	1001	0011
010	1110 0100	0101
011	1101 1000	0110
100	0111 0010	1001
101	1011 0001	1010
110	0110	1100
111	1010	1101 0010

Приведенный в таблице 1.2 код класса 5В6В образован 20 комбинациями первого типа с равными весами R=n/2= 3 и 26 (из 30 возможных) комбинациями второго типа с весами R=2 и R=4. Не используются комбинации, начинающиеся или оканчивающиеся четырьмя «1» и начинающиеся или оканчивающиеся четырьмя «0». Этим снижается возможность группирования «1» или «0». С той же целью после комбинации 111000 передаются комбинации только с положительной диспаритетностью, а после 000111-- с отрицательной, что отмечено в таблице (+) и (-). Кодовые комбинации с положительной диспаритетностью смещены в колонке таблице 1.2 влево, а с отрицательной -- вправо.[16]

Таблица 1.2 Формирование линейного кода 5В6В.

Исходные блоки	Код 5В6В	Исходные блоки	Код 5В6В
00000	101011 100010	10000	100011
00001	101010	10001	110101 000101
00010	101001	10010	111001 000101
00011	111000(+) 101000	10011	001101
00100	110010	10100	110011 010001
00101	111010 001010	10101	010101
00110	001011	10110	110001
00111	011010	10111	011101 011000
01000	100110	11000	100111 100001
01001	101110 100100	11001	100101
01010	101100	11010	011001
01011	110100	11011	101101 001100
01100	110110 000110	11100	010011
01101	001110	11101	010111 000111(-)
01110	010110	11110	011011 010010
01111	011110 010100	11111	011100

Для упрощения кодирования предлагаются некоторые регулярные методы (алгоритмы) построения взвешенных кодов. Так, для случая n = m+ 1 при заданном n_Е возможна следующая процедура. Исходные блоки с весом R= n_Е дополняются в линейном коде на (m + 1)-й позиции символом «0», а исходные блоки с весом R= n_Е -- 1 дополняются символом «1». Остальные исходные блоки кодируются поочередно комбинациями с весами n_Е + 1 и n_Е--1 (их называют прямыми и инверсными). Построенный в соответствии с этим правилом код ЗВ4В приведен в таблице 1.1-- вариант 2.

Заметим, что снижение избыточности за счет увеличения m при n= m+1 приводит к усложнению системы и необходимости привлечения комбинаций с весами R = n_Е + l, где l > 1. Так, код класса 7В8В включает 52 комбинации второго типа с весами 5 и 3 (исключаются комбинации, начинающиеся или оканчивающиеся четырьмя единицами или нулями подряд). Кроме того, добавляются по шесть комбинаций с весами 6 и 2.

Другим недостатком увеличения блоков является рост вероятностей группирования ошибок и их размножения при декодировании.

Данные, характеризующие некоторые типичные коды класса mВnВ, приведены в табл. 1.3. Здесь ?₁ и ?₂ -- доли мощностей непрерывного спектра сигнала, сосредоточенные в областях = 0... 0,03 и = 0... 01 соответственно.[16]

Таблица1.3Данные,характеризующие некоторые коды класса mВnВ.

Код	n/m	p1	Sk	Sm	lomax	l1max	D	Dґ	?1%	?2%
2В3В	1,5	0,33	2	8	7	3	+1,-3	-	0,42	4,3
3В4В	1,33	0,5	2	5	4	4	±2	±3	0,25	4,4
5В6В	1,2	0,5	2	9	6	6	±2	±4	0,5	5,2
5В7В	1,4	0,42	1	17	6	4	-1	-	0,2	4,0
6В8В	1,33	0,5	1		6	6	0	±3

В последних строках приведены данные для двух кодов (5В7В и 6В8В), отличающихся увеличенной за счет введения двух дополнительных символов избыточностью: n = m+2. Это позволило использовать комбинации с постоянной диспаритетностью и получить более простые алгоритмы кодирования, поскольку S_К=1, то есть кодер имеет единственное состояние в конце каждого блока. В то же время полученные достоинства ведут к увеличению тактовой частоты и ухудшению условий контроля ошибок в регенераторе, поскольку в коде 5В7В S_m= 17 вместо S_m =9 в коде 5В6В.

Известны случаи применения и более сложных кодов: 8В9В, 9В10В, 7В10В и других. Напомним, что и в конкретном типе кода, например ЗВ4В, возможны варианты, различающиеся теми или иными свойствами, как это было показано на примере кодов, приведенных в табл. 1.1.

В особую группу линейных сигналов с кодами mВnВ можно выделить сигналы с позиционно-импульсной модуляцией (ПИМ). Блоки линейного кода формируются при этом с единственным символом «1» на одной из n позиций. Число символов n в блоке выбирают из соотношения n = 2^m. Основные достоинства ПИМ-сигнала состоят в снижении средней мощности (минимальный вес R=1), простоте кодирования, устойчивости к межсимвольной помехе при поэлементном приеме. Высокая избыточность позволяет модифицировать код к специфичным условиям работы.

Основной недостаток также связан с высокой избыточностью. Увеличение m = log₂n приводит к быстрому росту тактовой частоты: f_l=(n/log₂n)f_T. При больших m (редкие импульсы) затрудняется синхронизация.

Интересно, что высокая избыточность позволяет так модифицировать код, что отпадает необходимость в блочной синхронизации при декодировании. Такая модификация названа относительной ПИМ (ОПИМ). Исходный блок кодируется не позицией «1» в блоке линейного сигнала, а интервалом между «1» в соседних блоках. Для согласования скоростей при формировании линейного кода «1» размещаются в таких же блоках, что и при ПИМ, а интервал между ними определяется по модулю n. Реализация сигналов с ПИМ и ОПИМ для кода 2В4В показана на рис. 1.5.

Имеются и другие модификации ПИМ. Так, используя дополнительные импульсы, можно обеспечить гарантированные защитные интервалы, повышающие помехоустойчивость к межсимвольной помехе 1-го рода.[15]

Рис 1.5 Реализация ПИМ- и ОПИМ-сигналов.

Скремблирование. Смысл скремблирования состоит в получении последовательности, в которой статистика появления нулей и единиц приближается к случайной, что позволяет удовлетворять требованиям надежного выделения тактовой частоты и постоянной, сосредоточенной в заданной области частот спектральной плотности мощности передаваемого сигнала. Заметим, что скремблирование широко применяется во многих видах систем связи для улучшения статистических свойств сигнала. Обычно скремблирование осуществляется непосредственно перед модуляцией.

Скремблирование (от англ. слова to scramble -- перемешивать) производится на передающей стороне с помощью устройства - скремблера, реализующего логическую операцию суммирования по модулю 2 исходного и преобразующего псевдослучайного двоичных сигналов. На приемной стороне осуществляется обратная операция -- дескремблирование устройством, называемым дескремблером. Дескремблер выделяет из принятой последовательности исходную. Основной частью скремблера является генератор псевдослучайной последовательности (ПСП) в виде линейного n-каскадного регистра с обратными связями, формирующий последовательность максимальной длины -- 1.

Различают следующие основные типы скремблирования сигнала: самосинхронизирующееся (СС) и с установкой (аддитивное).

Особенностью СС скремблера (рис. 1.6) является то, что он управляется скремблированной последовательностью, тo есть той, которая передается в канал. Поэтому при данном виде скремблирования не требуется специальная установка состояний скремблера и дескремблера; скремблированная последовательность записывается в регистры сдвига скремблера и дескремблера, устанавливая их в идентичное состояние. При потере синхронизма между скремблером и дескремблером время восстановления синхронизма не превышает числа тактов, равного числу ячеек регистра скремблера.

На приемном конце выделение исходной последовательности происходит путем сложения по модулю 2 принятой скремблированной последовательности с ПСП регистра. Например, для схемы рис. 1.6 - входная последовательность с помощью скремблера.

В соответствии с соотношением преобразуется в посылаемую двоичную последовательность. В приемнике из этой последовательности таким же регистром сдвига, как на приеме, формируется последовательность. Эта последовательность на выходе дескремблера идентична первоначальной последовательности.

Как следует из принципа действия схемы, при одной ошибке в последовательности b< ошибочными получаются также последующие шестой и седьмой символы (в данном примере). В общем случае влияние ошибочно принятого бита будет сказываться (а+1) раз, где а -- число обратных связей. Таким образом, СС скремблер обладает свойством размножения ошибок. Данный недостаток oграничивает число обратных связей в регистре сдвига; практически это число не превышает двух. Второй недостаток СС скремблера связан с возможностью появления на его выходе при определенных условиях так называемых критических ситуаций, когда выходная последовательность приобретает периодический характер с периодом, меньшим длины ПСП. Чтобы предотвратить это, в скремблере и дескремблере согласно рекомендациям ITU-Т предусматриваются специальные дополнительные схемы контроля, которые выявляют наличие периодичности элементов на входе и нарушают ее.

Недостатки, присущие СС скремблеру, практически отсутствуют при аддитивном скремблировании, однако здесь требуется предварительная идентичная установка состояний регистров скремблера и дескремблера. В скремблере с установкой (АД скремблере), как и в СС скремблере, производится суммирование входного сигнала и ПСП, но результирующий сигнал не поступает на вход регистра. В дескремблере скремблированный сигнал также не проходит через регистр сдвига, поэтому размножения ошибок не происходит.

Суммируемые в скремблере последовательности независимы, поэтому их период всегда равен наименьшему общему кратному длительности периодов входной последовательности и ПСП, и критическое состояние отсутствует. Отсутствие эффекта размножения ошибок и необходимости в специальной логике защиты от нежелательных ситуаций делают способ аддитивного скремблирования предпочтительнее, если не учитывать затраты на решение задачи фазирования скремблера и дескремблера. В качестве сигнала установки в ЦСП используют сигнал цикловой синхронизации.[15]

Рис. 1.6 Структурная схема аддитивных скремблера и дескремблера.

1.3 Достоинства и недостатки линейных кодов в ВОСП

Кодирование передаваемой по сети информации имеет самое непосредственное отношение к соотношению максимально допустимой скорости передачи и пропускной способности используемой среды передачи. Например, при разных кодах предельная скорость передачи по одному и тому же кабелю может отличаться в два раза. От выбранного кода прямо зависят также сложность сетевой аппаратуры и надежность передачи информации.

Код NRZ (Non Return to Zero - без возврата к нулю) - это простейший код, представляющий собой практически обычный цифровой сигнал (правда, возможно преобразование на обратную полярность или изменение уровней, соответствующих нулю и единице). К несомненным достоинствам кода NRZ относятся его очень простая реализация (исходный сигнал не надо ни кодировать на передающем конце, ни декодировать на приемном конце), а также минимальная среди других кодов пропускная способность линии связи, требуемая при данной скорости передачи. К примеру наиболее частое изменение сигнала в сети будет наблюдаться при непрерывном чередовании единиц и нулей, то есть при последовательности 1010101010..., поэтому при скорости передачи, равной 10 Мбит/с (длительность одного бита 100 нс), частота изменения сигнала и соответственно требуемая пропускная способность линии составит 1 / 200нс = 5 МГц (рис. 1.7).[13]

Рис. 1.7 Скорость передачи и требуемая пропускная способность при коде NRZ

Самый большой недостаток кода NRZ - это возможность потери синхронизации приемником при приеме слишком длинных блоков (пакетов) информации. Приемник может привязывать момент начала приема только к первому (стартовому) биту пакета, а в течение приема пакета он вынужден пользоваться только собственным внутренним тактовым генератором. Если часы приемника расходятся с часами передатчика в ту или другую сторону, то временной сдвиг к концу приема пакета может превысить длительность одного бита или даже нескольких бит. В результате произойдет потеря переданных данных. Так, при длине пакета в 10000 бит допустимое расхождение часов составит не более 0,01% даже при идеальной передаче формы сигнала по кабелю.

Чтобы избежать потери синхронизации, можно было бы ввести вторую линию связи для синхросигнала (рис. 1.8). Но при этом требуемое количество кабеля увеличивается в два раза, количество приемников и передатчиков также увеличивается в два раза. При большой длине сети и большом количестве абонентов это оказывается невыгодным.[13]

Рис. 1.8 Передача в коде NRZ с синхросигналом

Поэтому код NRZ используется только для передачи короткими пакетами (обычно до 1 Кбита). Для синхронизации начала приема пакета используется стартовый служебный бит, чей уровень отличается от пассивного состояния линии связи (например, пассивное состояние линии при отсутствии передачи- 0, стартовый бит - 1).Код RZ (Return to Zero - с возвратом к нулю) - этот трехуровневый код, относящийся к классу кодов 1B2B, получил такое название потому, что после значащего уровня сигнала в первой половине передаваемого бита информации следует возврат к некоему «нулевому» уровню (например, к нулевому потенциалу). Переход к нему происходит в середине каждого бита. Логическому нулю, таким образом, соответствует положительный импульс, логической единице - отрицательный (или наоборот) в первой половине битового интервала.

Особенностью кода RZ является то, что в центре бита всегда есть переход (положительный или отрицательный), следовательно, из этого кода приемник может выделить синхроимпульс (строб). В данном случае возможна временная привязка не только к началу пакета, как в случае кода NRZ, но и к каждому отдельному биту, поэтому потери синхронизации не произойдет при любой длине пакета. Такие коды, несущие в себе строб, получили название самосинхронизирующихся.

Недостаток кода RZ состоит в том, что для него требуется вдвое большая полоса пропускания канала при той же скорости передачи по сравнению с NRZ (так как здесь на один бит приходится два изменения уровня напряжения). Например, для скорости передачи информации 10 Мбит/с требуется пропускная способность линии связи 10 МГц, а не 5 МГц, как при коде NRZ.[13]

Рис. 1.9. Использование кода RZ в оптоволоконных сетях

Код RZ применяется не только в сетях на основе электрического кабеля, но и в оптоволоконных сетях. Поскольку в них не существует положительных и отрицательных уровней сигнала, используется три уровня: отсутствие света, «средний» свет, «сильный» свет. Это очень удобно: даже когда нет передачи информации, свет все равно присутствует, что позволяет легко определить целостность оптоволоконной линии связи без дополнительных мер (рис. 1.9.).

Так как код RZ состоит из двух возможных комбинаций 00 и 10, которые соответствуют логическому «0» и логической «1», при условии наличия больших цепочек нулей либо единиц, мы будем иметь следующие последовательности: 00000000… либо 01010101…. То есть мы не избавляемся полностью от группирования длинных последовательностей нулей. Это является недостатком данного вида линейного кодирования.

От вышеуказанного недостатка избавляются посредством использования BI-L, DBI, BI-M, DMI (BI-S) кодов схожих по характеру формирования блоков 2B. Кодирование в случае линейного кода BI-L производится по следующему правилу: значениям «1» и «0» ставятся в соответствие комбинации «01» и «10», в некоторых вариантах применяют и обратные комбинации, когда значениям «1» и «0» ставятся в соответствие «10» и «01». Основным недостатком данного вида кодирования является так называемый эффект «проскальзывания». То есть иными словами, в случае неравенства вероятностей появления значений единиц и нулей, возможен процесс сдвига такта. В этой ситуации символы «1» будут интерпретироваться как «0», а значения «0» будут приниматься как «1».

Данное упущение покрывается, используя процесс относительного кодирования DBI (Differential Biphase). Здесь символу «1» соответствует отсутствие перехода «01» либо «10», а символу «0» значение противоположное предшествующей комбинации. Основным достоинством данного типа кодирования является то, что в области группирования нулей исходной последовательности образуется линейный сигнал с переходами, повторяющимися с частотой =f_л/2, что позволяет детерминировать границы блоков линейного сигнала в паузах передачи информационного сигнала.Основные различия в случаях при кодировании BI-L и DBI основное различие заключается между зависимостями их энергетических спектров от вероятности появления определённого значения единиц и нулей. В случае, когда вероятности появления «1» и «0» соответственно равны значению 1/2 различий в зависимостях энергетических спектров не просматривается. Положение меняется при условии стремления вероятности появления значения «0» к единице. Здесь мы видим, что значения спектральной плотности DBI кодирования принимает минимальные значения на тактовой частоте линейного кодированного сигнала, и принимает максимальные (пиковые) значения на частоте вдвое меньше тактовой.

...