Исследование характеристик линейных кодов в оптических системах передачи с волновым разделением

Отличием сформированного линейного кода BM-I от DMI является разность в размере одного тактового интервала. Особого различия в зависимостях энергетических спектров этих двух видов линейного кодирования не прослеживается.

Как уже было приведено в примерах применения линейных кодов DBI и BI-S, можно заметить простую закономерность их обратнопропорциональности в случае чередования, к примеру, больших групп нулей либо единиц. Код BI-S приобретает положительные свойства в варианте длительного чередования последовательностей нулей и единиц в отличие от линейного кода DBI.

При использовании линейного кода AMI (Alternate Mark Inversion) мы можем увидеть, что количество переходов уровня сигнала уменьшилось по сравнению с кодом DBI. Это говорит нам о том, что в данном случае наблюдаются колебания на частоте 1/2T, что облегчает выделение границ кодовых блоков. Так как непрерывная составляющая ушла из области тактовой частоты, то налицо отличное качество синхронизации при использовании данного кода.

В случае применения кода AMI-2 (EP-2) достигнуто сильное подавление низкочастотной составляющей при передаче сигнала, что является его бесспорным преимуществом. Но в то же самое время увеличивается спектральная плотность в области высоких частот от 1,5f_т и более f_л. Данный факт является недостатком данного типа линейного кодирования. Это приводит к появлению межсимвольных помех. Также затрудняется выделение тактовой частоты на основе дифференцирования и выпрямления линейного сигнала, поскольку относительное количество переходов в таких кодах невелико.

Достоинством линейного кода CMI является возможность за счёт своей избыточности организовывать служебную связь. Это удаётся посредством использования запрещённых комбинаций «10» и «01», а также нарушение чередования блоков «00» и «11». Правда, во время использования служебной связи отсутствует процесс контроля и блокировки ошибок.

Недостатком CMI по отношению к бифазным кодам является возможность группирований трёх символов «1» и трёх символов «0» подряд (l_{1 макс} =l_{0 макс} =3). При поэлементном приёме у него несколько большая чувствительность к межсимвольным помехам, чем у бифазных кодов. О кодах класса mBnB можно сказать, что в отличие от вышеприведённых кодов класса 1B2B, где одному информационному соответствуют два линейно кодированных бита, что приводит к удвоению тактовой частоты передачи сигналов по каналам связи, здесь выделенный диапазон передачи расходуется более экономно. Отношение линейной частоты к частоте информационных битов в данном случае находится в диапазоне от 1 до 2. Очень целесообразным считается вариант использования данного вида кодирования при больших скоростях передачи информации. Наряду с таким положительным фактором, как низкая избыточность при кодировании m-информационных бит n-линейными, здесь присутствует относительно высокая вероятность неверного принятия данной группы бит. Данное обстоятельство может проявиться вследствие появления двух инвертированных битов в процессе передачи сигнала по линии, так как истинный смысл кодирования состоит в проверке на чётность-нечётность пришедшей из канала связи битовой последовательности. То есть такой тип кодирования необходимо применять на достаточно малых и непротяжённых отрезках. При уменьшении отношения n/m (то есть при m/n>1) возрастает вероятность появления ошибок в процессе декодирования, аппаратура систем приема-передачи становится более дорогостоящей.

Так же к недостаткам можно отнести большое количество низкочастотных составляющих в спектре при mBnB кодировании (даже при использовании процесса скремблирования)

Выводы и постановка задачи

Выводы. В данной главе произведён подробный анализ различных типов линейных кодов, используемых в ВОСП. Описан ряд требований, которым должен соответствовать тип линейного кодирования. Указаны преимущества и недостатки каждого типа линейного кодирования, на основе исследования которых необходимо произвести анализ для выбора наиболее подходящего линейного кода для систем WDM.

Постановка задачи. Основываясь на требованиях, предъявляемых к линейным кодам в ВОСП необходимо:

- произвести анализ энергетических спектров для систем PDH, SDH;

- исследовать особенности систем передачи с разделением по длине волны;

- осуществить наиболее оптимальный выбор линейного кода для систем передачи с волновым уплотнением (WDM). Основной упор акцентировать на анализе и исследовании энергетических спектров линейных кодов в ВОСП.

2. ИССЛЕДОВАНИЕ И АНАЛИЗ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ СПЕКТРОВ ЛИНЕЙНЫХ КОДОВ В ВОСП

2.1 Анализ энергетических спектров периодической и непериодической последовательностей импульсов

Анализ периодической последовательности импульсов. Разложим в ряд Фурье последовательность прямоугольных импульсов напряжения с длительностью , частотой следования и амплитудой (рис.2.1,а). Если отсчёт времени вести от середины импульса, то временная функция получается чётной и ряд Фурье содержит только постоянную (рис.2.1,б) и косинусные составляющие: первой гармоники (рис.2.1,в), второй гармоники (рис.2.1,г), третьей гармоники (рис.2.1,д) и так далее [8];

. (2.1)

Заметим, что частота первой гармоники равна частоте следования импульсов .

Для определения постоянной составляющей находим площадь одного импульса и делим её на период :

, (2.2)

где q - скважность импульсов.

Для определения умножаем все слагаемые ряда (2.1) на и интегрируем их в пределах одного периода следования [7]:

. (2.3)

Рис. 2.1. Последовательность прямоугольных импульсов (а) и временные диаграммы гармонических составляющих.

Как известно, площади положительных и отрицательных значений диаграммы косинусной или синусной функции любой частоты равны между собой и, следовательно, каждый из интегралов от этих функций равен нулю. То же самое можно сказать и об интеграле от произведения , так как это произведение равно сумме простых косинусоидальных функций.

, (2.4)

где k и m - любые целые неравные числа.

Осталось одно слагаемое, которое равно

. (2.5)

Таким образом, ряд (2.3) приводится к виду

, (2.6)

откуда

. (2.7)

Для определения умножаем все слагаемые ряда (2.1) на и интегрируем их от 0 до . Имея в виду сказанное о равенстве нулю интегралов от и , получаем

+

. (2.8)

Следовательно, амплитуда второй гармоники равна

. (2.9)

Аналогично, умножая ряд (2.1) на , , …,определяем амплитуды соответствующих гармоник в виде

. (2.10)

Для n-ой гармоники

. (2.11)

В нашем случае на протяжении двух отрезков времени по каждый, а в остальное . Поэтому амплитуда n-ой гармоники равна

. (2.12)

Введём в числитель и знаменатель выражения множитель , чтобы получить функцию типа , где :

. (2.13)

Теперь, зная амплитуды всех гармоник, приступаем к построению спектральной диаграммы (рис. 3.2). От начала координат (f=0) откладываем линию постоянной составляющей . Затем используем соотношение (2.13), где постоянная величина, а x -независимая переменная, прямо пропорциональная частоте гармоники . Следовательно, форма огибающей спектра (пунктирная линия) определяется отношением .

Если номер гармоники n невелик, то в случае большой скважности импульсов q угол x очень мал. В этом можно убедиться, выразив x через q:

. (2.14)

Например, при n=1 и q=1000 угол x=0,001р=0,18. Для такого малого угла

, (2.15)

то есть амплитуда первой гармоники в два раза больше постоянной составляющей . Отрезок откладывается против частоты .

Приближённое равенство показывает также, что в области малых значений x достигает максимума (, скорость изменения синусной функции равна нулю. Поэтому амплитуда второй гармоники (, ) меньше, чем второй, амплитуда третьей (, ) - меньше, чем второй, и так далее; когда же x= и , имеем

. (2.16)

Когда угол , то и . Эта точка диаграммы характерна тем, что она расположена на оси частот и соответствует согласно выражению частоте и гармонике n, равным

. (2.17)

Рис. 2.2.Спектр последовательности прямоугольных видеоимпульсов.[6]

При переходе к гармоникам n свыше q, то есть к , наблюдается рост и , но уже с отрицательным знаком.

Этот рост прекращается при угле , соответствующем . Тогда

(2.18)

Дальнейшее увеличение n и x сопровождается уменьшением (по абсолютной величине), и когда , то и огибающая спектра второй раз пересекает ось частот. Очевидно, что при этом номер гармоники , а частота её

. (2.19)

Следующий максимум огибающей получается при , , величина максимума равна

. (2.20)

При номер гармоники , частота её и , так как . Этим заканчивается третья, положительная, ветвь огибающей. Четвёртая ветвь находится в области отрицательных значений, достигая величины -0,182/q при и заканчиваясь при и . Каждая последующая ветвь по-прежнему охватывает область частот, равную и число гармоник, равное q.

Из сказанного следуют выводы:

1.Периодическая последовательность прямоугольных импульсов содержит бесконечно большое число гармоник, кратных частоте следования . Практически число гармоник конечное, но всё же очень большое (при q=1000 на каждую ветвь спектра приходится 1000 гармоник). Это объясняется тем, что прямоугольные импульсы имеют очень резкие перепады напряжения и только огромное число косинусоидальных напряжений, суммируясь, может дать одну и ту же величину на протяжении импульса и в интервале между импульсами.

2.Огибающая спектра по форме представляет затухающую кривую, которая проходит ось абсцисс через равные интервалы частот Так как каждый последующий максимум огибающей меньше данного , то и энергии в соответствующей ветви заключено меньше. Например, в первых двух ветвях, то есть в диапазоне частот , сосредоточено 95% всей энергии импульса, остальные же 5% приходятся на частоты от до ?.

3.Чем меньше длительность импульса , тем шире область частот спектра, в которой распределяется основная часть энергии импульсов. Например, для сохранения 95% энергии импульсов нужно воспроизвести спектр частот, имеющий при мкс ширину , а при - ширину .

4.Низкочастотные гармоники имеют более тупую вершину и пологие скаты, чем высокочастотные. Поэтому фронт и срез импульса образуются высокочастотными гармониками, а вершина импульса - низкочастотными.

5.Перемена знака амплитуд при переходе через нулевые значения спектра означает, что начальная фаза гармоник изменяется скачком на 180, оставаясь в пределах ветви постоянной. Таким образом показанная на рисунке 2.2 диаграмма совмещает в себе данные об амплитудно- и фазо-частотном спектрах.

Спектр периодической последовательности прямоугольных радиоимпульсов (рис.2.3) строим, исходя из того, что импульс получен в результате амплитудной модуляции колебаний с частотой заполнения гармоническими составляющими прямоугольных видеоимпульсов длительностью и периодом следования

Рис. 2.3. Спектр последовательности прямоугольных радиоимпульсов.[6]

Кроме несущей частоты в спектре радиоимпульса содержатся пары боковых частот: и (за счёт модуляции первой гармоникой видеоимпульсов), и (от второй гармоники ), и (от третьей гармоники ) и так далее. Что качается амплитуд гармоник, то они таковы, что если принять равными постоянную составляющую видеоимпульса (рис.2.2) и амплитуду несущей частоты радиоимпульса (рис.2.3), то амплитуда одной из двух боковых частот будет равна половине амплитуды соответствующей гармоники спектра видеоимпульса. Значит, изменяя ширину спектров на одинаковом энергетическом уровне, получаем, что для радиоимпульса в два раза больше, чем для соответствующего видеоимпульса.

Анализ непериодических сигналов.

Перейдём от периодической последовательности прямоугольных импульсов к одиночному импульсу. Это равнозначно увеличению периода следования до бесконечно большой величины и соответственно уменьшению частоты следования до бесконечно малой величины . За счёт сближения спектральных линий спектр уплотняется и в пределе переходит из линейчатого в сплошной. Такой (сплошной) спектр характерен для непериодических сигналов. Изобразить сплошной спектр амплитуд невозможно, так как если энергия сигнала распределяется на бесконечном множестве гармонических составляющих, то амплитуда каждой составляющей бесконечно мала. В связи с этим переходят от спектра амплитуд к более общему понятию - спектральной плотности амплитуд S.

Для линейчатого спектра плотность S равна частному от деления половины амплитуды гармоники на интервал частот . Обозначив спектральную плотность чётной функции через , записываем на основании выражения (2.11)

=. (2.21)

Для сплошного спектра число гармоник n теряет смысл и само понятие «гармоника» условно. Поэтому для обобщения выражения (2.21) заменяем текущей частотой и пределы интегрирования заменяем на :

. (2.22)

В качестве примера определим по этой формуле спектральную плотность одиночного прямоугольного импульса, имея в виду, что он полностью сосредоточен в интервале времени и имеет при этом :

,

==. (2.23)

Обозначим площадь импульса через A и независимую переменную через , как и ранее введённая переменная x, прямо пропорциональна частоте . Теперь имеем

. (2.24)

Составляя это выражение с (2.13), замечаем полное подобие их. Такое же подобие наблюдается при другой форме периодических и соответствующих непериодических сигналов. Отсюда следует вывод: огибающие спектра непериодического сигнала и линейчатого спектра периодического сигнала, который получен путём повторения с периодом данного непериодического, совпадают по форме и отличаются только масштабом.

На рис.2.4 изображены спектральные диаграммы одиночного прямоугольного импульса для трёх значений длительности: (огибающая1), (огибающая 2) и (огибающая 3). По оси ординат отложено отношение спектральной плотности к площади импульса A, то есть (это даёт одинаковый первый максимум равный единице).



Рис. 2.4.Одиночный прямоугольный импульс и его спектр.[6]

Как известно, нулевые значения диаграммы наблюдаются при углах соответствующих частотам Следовательно, с уменьшением длительности импульсов нули диаграммы смещаются вправо по оси частот (сравните огибающие 1 и 2), спектр становится более равномерным и, когда импульс настолько сужается, что стремится к нулю, спектр оказывается равномерным на всех частотах от 0 до ?.

Для нечётной функции, поскольку она содержит только синусные составляющие, спектральная плотность определяется по формуле, аналогичной (2.22):

. (2.25)

Для произвольных сигналов с косинусными и синусными составляющими спектральная плотность выражается комплексной величиной

. (2.26)

Это выражение соответствует обратному преобразованию Фурье, так как оно позволяет по форме временной функции определить зависимость спектральной плотности от частоты и изобразить спектральную диаграмму сигнала. Обратное преобразование позволяет по спектральной плотности найти исходную временную функцию:

. (2.27)

2.2 Анализ энергетических спектров линейных кодов аппаратуры плезиохронной и синхронной цифровых иерархий

В аппаратуре плезиохронной цифровой иерархии широко используются типы линейных кодов HDB-3 и AMI, а также кодирование mBnB. Характеристики линейного кода AMI были приведены ранее. Линейный код HDB-3 также прост в применении: здесь при повторении более трех одинаковых по уровню импульсов ведёт за собой процесс вставки дополнительного бита, который на приёмной стороне удаляется.

В синхронной цифровой иерархии на больших скоростях используют скремблированный NRZ код, поскольку на больших скоростях (выше 100 Мбит/с) использование кодов типа 1В2В невозможно из-за необходимости увеличения тактовой частоты в два раза. Как уже отмечалось в первой главе, скемблирование не изменяет скорость передачи сигналов, но помогает предотвратить длинные серии нулей и единиц, которые проводят к «плаванию» постоянной составляющей и соответственно повышению энергетической плотности в области низких частот.

Спектральный состав любых случайных процессов характеризуется энергетическим спектром G(f). Смысл этой функции состоит в следующем. Если импульсные сигналы подать на вход идеального фильтра со средней частотой f и шириной полосы пропускания ? f, то средняя мощность случайного процесса на выходе этого фильтра численно будет равна площади заштрихованной фигуры (рис. 2.5).

Из рассмотрения энергетического спектра двоичного сигнала (рис.2.6) следует, что в нем содержатся: а) дискретные компоненты, в частности колебания с частотой f_Т, б) интенсивные низкочастотные компоненты. Первое обстоятельство является полезным и широко используется для функционирования устройства выделения тактовой частоты в схеме регенератора. Второе обстоятельство является вредным, так как согласовывающие трансформаторы подавляют низкочастотные компоненты спектра сигнала, что приводит к заметным линейным искажениям второго рода.

Обратимся к спектральному описанию. Спектральная плотность мощности временных функций содержит дискретные и непрерывную составляющие. Дискретные составляющие связаны с временной функцией математического ожидания и выражаются с помощью -функций Дирака. Непрерывный спектр выражает спектральное распределение мощности случайных изменений импульсной последовательности, связанных с передачей информации. Непрерывные спектры некоторых сигналов приведены на рис.2.7.

Рис. 2.5. Энергетический спектр случайных процессов.[5]

Рис.2.6.Энергетический спектр двоичного сигнала.[5]

Поскольку интенсивность оптического излучения является неотрицательной величиной, в интересующей нас функции линейного сигнала всегда содержится дискретная спектральная составляющая на нулевой частоте. В установившемся режиме работы фотоприемника ей соответствует постоянная составляющая фототока, которая при последующей обработке устраняется цепями развязки. Применительно к ВОСП нужно заметить, что эта неизбежная (но большая либо меньшая) составляющая является источником дробовых шумов, которые нужно учитывать при последующей обработке сигнала.[17]

Рис.2.7. Непрерывные спектры сигналов с кодами класса 1В2В:

1-NRZ-L;2-RZ-L;3-BI-L,DBI,BI-S(AMI-1),BI-M;AMI-2(EP-1),код Миллера;5-EP-2;6-CMI

Помимо дискретной составляющей на нулевой частоте линейный сигнал может содержать дискреты на тактовой и кратных ей частотах. Наличие таких составляющих облегчает выделение тактовой частоты (ВТЧ), необходимое для синхронизации приема. Если математическое ожидание сигнала колеблется с частотой f_t=1/T либо кратной ей, задача ВТЧ может быть решена с помощью простейшего линейного фильтра.

Заметим, что наличие дискретных составляющих желательно, но необязательно. В принципе колебания тактовой частоты можно выделить из сигнала и в отсутствие дискретных составляющих спектра, если применить нелинейную обработку сигнала. Это можно показать па примере сигнала с безызбыточным NRZ - кодом. Действительно, после дифференцирования и двустороннего выпрямления преобразованный сигнал приобретает составляющую тактовой частоты (штриховая линия), как это показано на рис.2.8.

По отношению к непрерывному спектру можно выявить следующие требования. Прежде всего очевидна предпочтительность сигналов с относительно узкими спектрами. При прочих равных условиях чем уже спектр, тем меньше искажается сигнал из-за ограниченной полосы линейного тракта. Однако нужно помнить, что оценка по ширине спектра является довольно грубой. В общем случае могут быть временные структуры сигналов, при которых «несущественные» спектральные составляющие на верхних частотах спектра оказываются существенными для обеспечения высокого качества приема (вероятности ошибок 10 ^-6...10 ^-9). Анализ таких ситуаций, связанных обычно с межсимвольными помехами, проводится на основе временных представлений.[14]

Рис.2.8. Преобразование сигнала U1(t) Для выделения тактовой частоты: U1-исходный сигнал; U2-дифференцированный сигнал; U3-выпрямленный дифференцированный сигнал. Штриховой линией показаны математические ожидания

Важным по отношению к непрерывному спектру является требование отсутствия спектральной плотности на нулевой частоте (не путать с дискретной составляющей) и по возможности малых плотностей в прилегающей к f = 0 низкочастотной области. Эти составляющие связаны с возможностью группирования «1» либо «0», что приводит к «плаванию» среднего уровня сигнала при усреднении на конечном числе тактов. Это явление неизбежно при безызбыточном кодировании. Оно весьма затрудняет обработку сигнала в приемном устройстве.

Наконец, для лучшей работы ВТЧ желательно, чтобы спектральная плотность непрерывного спектра вблизи выделяемой частоты была по возможности невелика. Случайные составляющие сигнала в этой области спектра создают помехи синхронизирующему устройству.

Методика расчета энергетических спектров линейных сигналов. Будем исходить из того, что линейные сигналы цифровых ВОСП являются импульсными случайными процессами с детерминированным тактовым интервалом. Процессы такого рода описываются бесконечным множеством реализаций, каждая из которых представляет собой некоторую последовательность импульсов. Выделим одну из этих последовательностей (например, к-ю), содержащую N импульсов. Обозначим через Z^(к)_N(ю) спектральную плотность функции, описывающей эту последовательность импульсов. Если Т_о -- длительность информационного интервала, то выражение для энергетического спектра линейного сигнала будет иметь вид

(2.28)

где m{.} -- среднее по множеству количество реализаций значение случайного процесса.

Все линейные сигналы будем рассматривать как ПИМ-сигналы, то есть L = 2^m, где L --количество позиций ПИМ-сигнала, а m-- число бит исходного ИКМ-сигнала. Тогда в для k-й реализации линейного сигнала спектральная плотность представляется в виде

, (2.29)

где , u(t)--фoрма информационного импульса; -- длительность информационного импульса; --номер позиции, на которой находится информационный импульс в j-м информационном интервале; j -- номер информационного интервала; -длительность такта (позиции); L -- количество позиций линейного сигнала. Соответственно квадрат модуля спектральной плотности принимает вид

(2.30)

Усредняя по всем возможным номерам позиций и k_n c учетом вероятности появления информационных импульсов, пoлучим

, (2.31)

где p(, …, ) многомерная вероятность появления информационных импульсов на отдельных позициях. Для ряда линейных сигналов это усреднение осуществляется достаточно просто. Подставляя (2.31) в (2.28) и выполнив предельный переход, получим выражение энергетического спектра линейного сигнала.

Примеры.

Рассмотрим определение энергетического спектра линейного сигнала NRZ--L, принимая соответственно L=l, k_j=l и Т₀ =T==₀, р(1)=p(0)=0,5. В соответствии с (2.31)

(2.32)

Выполнив суммирование, получим

. (2.33)

Для осуществления предельного перехода общее выражение энергетического спектра будет иметь вид

. (2.34)

Далее примем, что форма информационных импульсов-- прямоугольная, то есть

, (2.35)

где б₀--амплитуда одного информационного импульса.

В соответствии с (2.34) и (2.35) непрерывная часть энергетического спектра сигнала NRZ--L-сигнала равна

, (2.36)

где учтено, что

Из (2.34) следует, что в NRZ--L-сигнале дискретная часть энергетического спектра отсутствует, за исключением постоянном составляющей.

Проводя аналогичный расчет для RZ (50%) сигнала (L = 2, k_j =1, T₀ = T, =₀=T/2), получим

, (2.37)

. (2.38)

В отличие от NRZ--L-сигнала в энергетическом спектре появляются дискретные составляющие.

Для ВI-М-сигнала среднее значение квадрата модуля спектральной плотности (2.31) принимает вид

. (2.39)

Тогда после перехода к пределу в (2.28) имеем следующее выражение энергетического спектра BI--М-сигнала:

. (2.40)

Нетрудно убедиться в том, что при дискретная часть энергетического спектра обращается в нуль. Непрерывная част энергетического спектра BI--М-сигнала будет иметь вид

. (2.41)

Следует отметить, что аналогичные выражения можно получить и для энергетических спектров BI--L сигналов, в случае равновероятных символов «1» и «0».

Представляет интерес рассмотреть спектр линейного сигнала в коде Миллера. Выражение непрерывной части энергетического спектра кода Миллера имеет вид

. (2.42)

Непрерывные части энергетических спектров G^Н() рассмотренных линейных сигналов приведены на рис.2.9. Из рис. 2.9 видно, что наиболее узким энергетическим спектром обладают сигналы в коде Миллера и NRZ--L-сигнал. В связи с этим именно эти сигналы рекомендуют для использования в ВОСП при ограничении полосы пропускания волоконного световода (например, на скоростях передачи информации более 100 Мбит/с).

Узкий энергетический спектр сигнала в коде Миллера вызван относительно малым числом переходов из одного состояния в другое. Относительно малое число переходов равноценно длинным последовательностям «0» и «1», поскольку в коде Миллера исключены одиночные «0» и «1». При этом воздействие МСП 1-го рода на поэлементный прием в коде Миллера должно быть сильнее, чем в линейных сигналах с более широким спектром (например, BI--L-сигнал). С другой стороны, для такого линейного сигнала, как NRZ-L, узкий энергетический спектр объясняется широким информационным импульсом. NRZ-L-сигнал обладает более высокой устойчивостью к МСП 1-го рода, чем сигнал в коде Миллера, так как при приеме отсчеты в нем берутся реже. Таким образом, из приведенных исследований видно, что судить об устойчивости линейного сигнала в МСП 1-го рода исходя из ширины энергетического спектра не совсем корректно, и в ряде случаев это может привести к неправильным выводам при выборе линейного сигнала цифровых ВОСП.

Рис.2.9. Энергетические спектры линейных кодов класса 1В2В (1-NRZ, 2-RZ(50%), 3-BI-L, BI-M, 4-DMI, 5-CMI, 6-Код Миллера)[5]

Выводы

В первой части главы проведено исследование энергетических спектров сигналов. Приведено математическое описание периодической и непериодической последовательности импульсов посредством ряда и преобразования Фурье. Выведены закономерности в зависимости от статистики появления «единиц» и «нулей» в исходной последовательности импульсов.

Во второй части главы выполнен расчёт энергетических спектров линейных кодов, широко используемых в аппаратуре плезиохронной и синхронной цифровых иерархий. То есть дано математическое описание спектральных характеристик некоторых видов линейных кодов, используемых в системах передачи PDH, SDH.

3. РАЗРАБОТКА РЕКОМЕНДАЦИЙ ПО ВЫБОРУ ЛИНЕЙНОГО КОДА ДЛЯ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ВОЛНОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

3.1 Особенности систем WDM

Появление технологии WDM, как и любой новой технологии, одновременно со значительными преимуществами принесло и новые проблемы. Основной проблемой для операторов современных систем WDM является их надежная и стабильная работа.

Очень важным становится контроль качества оптических характеристик и поведения системы, начиная от производства компонентов и завершая этапом системной интеграции. Такой контроль гарантирует ввод системы DWDM в эксплуатацию с расчетными параметрами длительную и устойчивую ее работу.

Мультиплексирование по длине волны добавляет в пространство параметров, которыми характеризуются системы передачи, новое измерение- длину волны - и намного усложняет представление основных параметров систем передачи, рис. 3.1.[5]

линейный код волоконный оптический

Рис. 3.1. Пространство параметров, характеризующих системы WDM.

Вдоль оси длин волн отложены следующие параметры: стабильность спектра, спектральный диапазон усилителя EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier), центральная длина волны и ширина полосы пропускания. На пересечении параметров времени и длины волны располагаются: девиация частоты (чирпирование) лазера, хроматическая дисперсия, стабильность оптической частоты и фазовые шумы (фазовая автомодуляция и перекрестная фазовая модуляция). Совместное же влияние длины волны и мощности проявляется в таких явлениях, как: усиленное спонтанное излучение ASE (Amplified Spontaneous Emission), усиление EDFA, перекрестные помехи, четырехволновое смешение FWM (Four-Wave Mixing)и вынужденное комбинационное рассеяние (рассеяние Рамана). И, наконец, картину завершает вынужденное рассеяние Бриллюэна-Мандельштама, рис. 3.1). Хотя технология WDM и повышает эффективность сетей, увеличивая полосу пропускания и количество каналов, ее применение требует тщательной подготовки. На этапах планирования, разработки, производства и ввода систем WDM в эксплуатацию, все эти факторы должны быть рассмотрены и учтены в должной мере.

Так как в данной диссертационной работе рассматриваются особенности различных линейных кодов, применяемых в ВОСП, необходимо определить какой из них лучше всего подходит к системам передачи с разделением каналов по длине волны. Для этого необходимо рассмотреть ряд параметров, характеризующих распределение энергетических спектров каналов, интервал между ними в выделенном оптическом диапазоне длин волн, помехозащищенность каналов и так далее.

В системах с волновым разделением каналов мультиплексор используется для объединения в одном оптическом волокне нескольких каналов с разными длинами волн, (рис. 3.2). Существующие узкополосные мультиплексоры DWDM объединяют каналы с разными длинами волн в один общий оптический канал с минимально возможными потерями.[5]

Рис. 3.2 Мультиплексируемые длины волн должны быть заданы с равномерными интервалами.

Демультиплексор напротив разделяет составной канал на отдельные каналы. Хотя технологии, используемые при изготовлении демультиплексоров и мультиплексоров, схожи, изготовление демультиплексоров представляется сложной задачей. Дело в том, что демультиплексор в большей степени характеризуется параметром, который называется изоляцией, в то время как мультиплексор - направленностью. Чем меньше значение каждого из параметров, тем выше характеристики устройства. Технологически наиболее трудно изготавливать устройства с низким значением изоляции. Таким образом, любой демультиплексор обычно может работать в режиме мультиплексирования. По мере уменьшения интервала между каналами и увеличения числа каналов изготовление демультиплексора становится технологически более сложной задачей.

Эффективность мультиплексора/демультиплексора определяется его способностью изолировать друг от друга входные или выходные каналы. Полоса пропускания каждого канала характеризуется следующими параметрами:

1. Центральная длина волны канала

Центральная длина волны - один из параметров, характеризующих канал мультиплексора/демультиплексора. Центральная длина волны канала - это среднее арифметическое значение верхней и нижней длины волны отсечки. Длины волн отсечки - верхняя и нижняя - это длины волн, на которых вносимые потери достигают заданного уровня (обычно 3 дБ). Центральная длина волны может не совпадать с длиной волны спектрального максимума.

Центральная длина волны канала является наиболее важным параметром для оптических фильтров с симметричной (или близкой к ней) формой спектра. Для идеального симметричного спектра оптического канала центральная длина волны совпадет с длиной волны спектрального максимума, что наблюдается крайне редко. Для более сложной спектральной кривой с несколькими пиками длины волн отсечки определяются на “крыльях” кривой. Часто относительно слабые отклонения в форме спектра приводят к заметному изменению центральной длины волны - сравните два программно эмулированных спектра на рис. 3.3.[5]

Рис. 3.3. Сравнение двух спектров, показывающих влияние слабых изменений на положение центральной длины волны.

Номинальную длину волны передатчика стараются делать как можно ближе к центральной длине волны. Обычно это - одна из длин волн, соответствующих частотному плану ITU.

2. Интервал между каналами.

Интервал между каналами должен соответствовать частотному плану системы WDM. В существующих сетях используют как равномерные, так и неравномерные частотные сетки каналов. Наиболее распространенным является частотный план ITU с равномерным частотным интервалом между каналами 100ГГц. Неравномерные интервалы между каналами главным образом применяют для того, чтобы минимизировать или устранить эффект четырехволнового смешения FWM, когда в результате нелинейного взаимодействия излучения в волокне на двух и более частотах возникают сигналы с новой частотой. При равномерных интервалах между каналами новый паразитный сигнал может совпасть по частоте с существующими сигналами других каналов и тем самым привести к возникновению перекрестных помех. При неравномерных интервалах между каналами четырехволновое смешение приводит к дополнительным шумам на длинах волн, не используемых для передачи полезного сигнала.

3. Полоса пропускания по уровню.

Полоса пропускания - это та часть спектра передаваемого сигнала, в пределах которой все спектральные составляющие превышают некоторый пороговый уровень. Например, можно задать порог по уровню -3 дБ от максимума или ширину на половине высоты FWHM (Full Width at Half Maximum). Бессмысленно говорить о ширине полосы пропускания без указания порогового уровня. Полоса пропускания определяет тот спектральный диапазон, в пределах которого устройство может быть эффективно использовано.

Определение полосы пропускания при двух и более пороговых уровнях позволяет показать ее форму на краях, которая обычно зависит от порядка используемого фильтра, рис. 3.4.[5]



Рис. 3.4. Пример единичного измерения полосы пропускания широкополосного сигнала.

Полоса пропускания всех компонентов (и их составляющих в случае мультиплексоров) очень важна для определения допустимого разнесения каналов и характеристик лазера.

4. Изоляция и дальние перекрестные помехи FEXT (Far-End Crosstalk).

Рассмотрим работу демультиплексора, а именно один из его выходных каналов с центральной длиной волны . Большая часть излучения на этой длине волны идет по этому каналу - полезный сигнал. Однако часть излучения на этой длине волны может также присутствовать и в других выходных каналах (в соседних каналах обычно наибольшая мощность) в качестве паразитного сигнала.

В общем случае изоляция канала и перекрестные помехи определяют уровень ослабления сигнала данного канала в других каналах, где этот сигнал не является основным. При измерении ослабленной доли сигнала, который в идеально работающем компоненте вообще должен отсутствовать, принимают во внимание характеристики полосы пропускания каждого канала и обычно указывают значения при наихудших условиях. Хотя нет общепринятых строгих определений изоляции и перекрестных помех, эти понятия несколько различаются между собой. Изоляция (измеряется в дБ) определяется как минимальная величина ослабления мощности сигнала с выборкой по всем неосновным выходным каналам по отношению к основному входному каналу. Для канала i с центральной длиной волны изоляцию можно определить по формуле:

. (3.1)

где - мощность входного сигнала на длине волны ; - мощность сигнала на длине волны , присутствующего в канале в канале j (j не совпадает с i).

Так, изоляция в 30 дБ означает, что уровень сигнала в каждом из соседних каналах на длине волны основного канала ниже уровня сигнала основного канала на этой длине волны как минимум на 30 дБ.

Перекрестные помехи также измеряются в дБ и определяют превышение уровня мощности входного сигнала на длине волны на всей суммарной утекающей мощностью этого сигнала в неосновные каналы:[5]

. (3.2)

На рис. 3.5 изображены спектры потерь для трех пробных каналов A, B и C. Там же показан рабочий диапазон длин волн канала B; передатчик канала B может работать на любой длине волны в этом диапазоне. При измерении изоляции канала B определяют долю мощности канала B, которая попадет в канал A. Совместив спектры потерь для этих каналов, можно определить значение изоляции в дБ. Обычно такой расчет выполняют для наихудшего случая, соответствующего в данном случае краю полосы (обычная ситуация для тонкопленочных устройств). Для указанного выше типа устройств изоляция любых двух несмежных каналов очень высока, и, соответственно, их перекрестными помехами можно пренебречь. Однако для некоторых технологий с применением решетки на основе массива волноводов AWG (Arrayed Waveguide Grating), это может оказаться неверным.[5]

Рис. 3.5. Пример спектра 3-х канального устройства.

На рис. 3.6 представлен пример спектра потерь 8-канальной волноводной решетки. Кривые полосы пропускания и полосы подавления совершенно отличаются от спектральных кривых, ранее рассматриваемых тонкопленочных устройств. Наихудшая изоляция не обязательно проявляется на краях полос, а уровень изоляции несмежных каналов может оказаться ниже, чем для смежных каналов. При этом в многоканальных системах уровень изоляции следует представлять в матричной форме, позволяющей задавать влияние каждого канала на все остальные и оценивать полные перекрестные помехи.

Помимо измерения или оценки уровня наихудших перекрестных потерь между каналами в системе WDM, также необходимо определять допустимые их уровни. Изоляция смежных каналов на уровне 25 дБ и выше традиционно считается вполне достаточной.

В тоже время сети становятся все сложнее, а приемники должны надежно различать все более слабые сигналы. Поэтому уровень изоляции каналов необходимо повышать. По тем же причинам, уровень изоляции несмежных каналов, считавшийся ранее пренебрежимо малым, должен быть принят во внимание при проектировании новых сетей.[5]

Рис. 3.6. Пример характеристики изоляции и перекрёстных помех 8-канальной волноводной решётки.

3.2 Выбор и обоснование типа линейного кода для аппаратуры WDM

Цель создания новых перспективных систем передачи заключается в достижении более высокоскоростных систем с более низким коэффициентом ошибок, высокой достоверностью приходящей на приёмную сторону информации.

Для того, чтобы недостатки в виде высокого коэффициента ошибок в системах WDM свести к минимуму, а достоинства (скорость передачи информации при высокой достоверности) - к максимуму, необходим выбор оптимального линейного кода.

В данной диссертационной работе при выборе линейного кода необходимо учитывать ряд основных факторов - избыточность и график спектральной характеристики для каждого канала. ITU разработаны стандартные сетки распределения частот в системах WDM. Частотный план ITU - это набор стандартных частот н на основе базовой частоты 193100 ГГц. Стандартные частоты располагаются выше и ниже этой частоты с частотным интервалом в 50 ГГц. В табл. 3.1 частотный интервал составляет 100 ГГц. Для каждой частоты дана соответствующая длина волны л (л = c/н, c=299792500 м/с).[5]

Таблица 3.1 Частотный план ITU для WDM

В случае использования сетки с интервалом в 50ГГц в каждом канале можно с достаточно высокой достоверностью передавать поток линейных тактов на скорости до 2,5ГГц, что соответствует STM-16. В этом случае уровень вошедшего сигнала данного канала в соседнем канале будет примерно ослаблен на 20дБ относительно уровня в области несущей каждого канала при использовании безызбыточного линейного кода. При использовании кодирования 1B2B это отношение будет численно равно 10дБ. На рисунке 3.7 приведены энергетические характеристики каналов системы WDM с использованием кодов RZ и NRZ при передаче по каждому из них STM-16 (рис. 3.7а) и STM-64 (рис.3.7б) с сетками 100ГГц и 50ГГц.



Рис. 3.7.Энергетические спектры каналов системы WDM с использованием кодов RZ и NRZ с сетками 100ГГц и 50ГГц а)STM-16; б)STM-64.

Наиболее оптимальным вариантом является использование скремблированного линейного кода NRZ. Скремблированный линейный код в формате передачи NRZ (Non Return to Zero - без возврата к нулю на тактовом интервале). Код обеспечивает выполнение ряда требований, предъявляемых к линейным сигналам:

-наличие узкой спектральной характеристики;

-отсутствие какой-либо избыточности при линейном кодировании;

-алгоритм формирования сигнала позволяет надежно контролировать качество (достоверность) передачи в процессе автоматической эксплуатации ВОСП путем контроля ошибок регенераторов;

-устройства кодирования, декодирования и контроля ошибок просты в изготовлении, схема усложняется только устройством скремблера;

-выбранный линейный код не приводит к существенному размножению ошибок при декодировании, так как скремблирование осуществляется группами битов;

-высокая помехоустойчивость.

Если предположить, что в каждом канале системы WDM передаются фреймы STM-N, то при скремблировании линейного сигнала системы SDH группа двоичных символов, расположенная в начале цикла STM - N не подвергается преобразованию в скремблере. Эта группа символов (шесть байт N) образует синхрослово, которое нужно для распознавания цикла STM - N на приемной стороне. Обнаружение цикла STM - N в приемной части позволяет запустить процедуру дескремблирования и восстанавливать информационный сигнал из линейного.

Это даёт:

- стабильность скорости передачи по линии;

- достаточно точное выделение тактовой частоты для регенерации;

-скремблер делает любой информационный сигнал помехоустойчивым при передаче по ВОЛС.

Недостаток: возможность размножения ошибок (поэтому длительность делают ограниченной, циклической).

В настоящее время ITU еще не разработаны рекомендации по выбору кодов для ВОСП. Существует лишь отдельные предложения.

Приведенные ранее требования к линейным кодам в некотором аспекте являются взаимоисключающими и зависят от различных факторов. Только конкретные условия и состояния работы системы передачи определяют предпочтительность выбора одного из рассмотренных кодов. Также отметим, что нет четкого разграничения по использованию того или иного кода в ВОСП.

При рассмотрении структуры линейного кода легко заметить, что осуществить выделение тактовой частоты тем проще, чем больше число переходов уровня в цифровом сигнале, то есть чем больше переходов “10” или “01”, при которых синусоидальное колебание тактовой частоты легко “вписывается” в структуру кода. Если же в коде имеются длинные последовательности со значительным преобладанием одинаковых символов, спектр будет содержать низкочастотные составляющие, что затруднит обработку сигнала в приемных устройствах и регенераторах.

Оптимально подобранная ПСП, станет результатом уменьшения спектральной составляющей сигнала в низкочастотной области. При применении скремблированного линейного кода NRZ наблюдается минимальное воздействие соседних каналов друг на друга. Спектр сигнала становится более равномерным, переместившись в область выделения тактовой частоты линейного сигнала, что облегчает его получение на приёмной стороне.

Выводы

В данной главе произведено исследование основных проблем встречающихся в системах с волновым разделением каналов, описывающих основные препятствия на пути развития данной технологии. В ходе исследования выявлено следующее:

-при увеличении числа каналов наблюдается уменьшение изоляции между ними;

-при увеличении скорости передачи каждого из каналов происходит уширение энергетического спектра каждого из них по оси частот;

-при использовании избыточных линейных кодов увеличивается суммарная скорость передачи единичных импульсов в линии, что приводит с уширению энергетического спектра сигнала.

Во второй части главы произведён выбор линейного кода, наиболее удовлетворяющего требованиям, приведённым в главе 1 настоящей диссертации. Учитывая особенности, приведённые в первой части главы 3, наиболее удовлетворяющим для систем WDM является скремблированный линейный код NRZ.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В данной диссертационной работе для достижения поставленной цели были рассмотрены:

- характеристики линейных кодов в ВОСП;

-были обозначены основные достоинства и недостатки существующих линейных кодов в ВОСП;

-для постановки задачи диссертации были сформулированы требования применительно к линейным кодам для использования их в перспективных системах ВОСП-CР;

-были исследованы спектральные характеристики сигналов близких по свойствам к существующим линейным кодам;

-произведён анализ и оценка энергетических спектров линейных кодов применительно к существующим системам PDH, SDH;

-рассмотрены и изучены основные особенности систем ВОСП-СР;

-основываясь на вышеизложенном, произведён выбор оптимального линейного кода для систем ВОСП-СР.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1.Каримов И.А. Мировой финансово-экономический кризис, пути и меры по его преодолению в условиях Узбекистана. Ташкент, март 2009г.

2. Волоконно-оптическая техника; история, достижения, перспективы // Сб. статей под ред. Дмитриева С. А., Слепова Н. Н. - М.: Connect, 2000.

3. Кульгин М. Технологии корпоративных сетей. Энциклопедия. СПб.: Питер,1999.

4. Назаров А. Н., Симонов М. В. АТМ: Технология высокоскоростных сетей. - М.:Эко-Трендз, 1998.

5. Слепов Н. Н. Современные технологии цифровых оптоволоконных сетей связи. -М.: Радио и связь, 2000.

6.Андрэ Жирар. Руководство по технологии и тестированию систем WDM. - М.:EXFO, 2001. / Пер. с англ. под ред. А.М. Бродниковского, Р.Р. Убайдуллаева,А.В. Шмалько. / Общая редакция А.В. Шмалько

7.Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов. - Учебное пособие для вузов. - М.: Радио и Связь, 1990 г.

8.Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Радио и связь, 1986 г.

9.Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов. - Задачи и упражнения. Учебное пособие для вузов. - М.: Радио и Связь, 1992 г.

10.Карташев В.Г. Основы теории дискретных сигналов и цифровых фильтров. - М.: Высшая школа, 1982 г.

11. Щелкунов К.Н. и др«Линейные сигналы в цифровых волоконно-оптических системах передачи». Ленинград - 1987

12.Бутусов М.М. и др «Волоконно-оптические системы передачи». Радио и связь - 1992

13.Слепов Н.Н. «Волоконно-оптическая техника: Современное состояние и перспективы» под редакцией Дмитриева С. А. Москва 2005

14.Убайдуллаев Р. Р. Волоконно-оптические сети. - М.: Эко-Трендз, 2000.

15.Бродниковский А. М., Убайдуллаев Р. Р. Поляризационная модовая дисперсия PMD волоконно-оптических систем передачи. - Метрология и измерительная техника связи 2001

16.Кемельбеков Б. Ж., Мышкин В. Ф., Хан В. А. Современные проблемы волоконно-оптических линий связи, т.1. Волоконно-оптические кабели. - М.: НТЛ, 1999

Размещено на Allbest.ru

...