Инвариантные системы передачи данных

(2.53)

Поскольку частоты сигнала должны попадать в полосу пропускания фильтра, то даже не предусматривая запаса полосы пропускания на нестабильность, следует считать . Поэтому наименьшая вероятность ошибок при таком приближении равна

(2.53а)

т. е. энергетический проигрыш по сравнению с когерентным приемом равен примерно 2 дБ, а по сравнению с оптимальным некогерентным приемом -- около 1 дБ. Этот небольшой проигрыш вызван в основном частичной потерей информации в ограничителе.

Подводя итог, можно отметить, что неоптимальные широкополосные методы приема частотно-манипулированного сигнала, основанные на интегрировании (или даже на обычной фильтрации) после амплитудного детектора или дискриминатора, не сильно отличаются по помехоустойчивости от оптимального некогерентного приема. Впрочем, следует помнить, что эти выводы справедливы лишь при условии или В противном случае энергетический проигрыш резко возрастает. К тому же, при неоптимальных методах приема по огибающей полоса частот, занимаемая сигналом, значительно превышает величину так как при малых значениях разности нельзя достаточно хорошо разделить сигналы фильтрами перед детекторами.



Принципы функционирования инвариантных систем связи

Инвариантная система связи для канала с постоянными параметрами

К настоящему времени известно, что изменения сигналов в каналах связи можно описать соответствующими группами преобразований. В частность, линейные каналы связи(каналы, в которых выполняется принцип суперпозиции) описываются аффинной группой преобразований. Эта группа преобразований обладает инвариантом в форме сохраняющхся отношений длин векторов сигналов, лежащих на одной прямой. Этот инвариант применительно к задачам связи можно трактовать следующим образом: инвариантом линейного канала является отношение длин векторов сигналов, имеющих подобные формы, которое одинаково как для входных, так и для выходных сигналов.

(3.1)

где- длины векторов входных сигналов,

а - длины векторов выходных сигналов,

Ji и J'i. инварианты (сохраняемые каналом величины).

В предыдущем выражении в качестве сигналов, на основании которых вычисляется значение инвариантов, использованы два смежных во времени сигнала.

Однако это не является обязательным. Сигналы могут быть разделены и другими интервалами времени. В общем случае в качестве значений числителя и знаменателя можно использовать любые фиксированные линейные комбинации сигналов, суммы которых будут отображаться одинаково направленными векторами. Это дает возможность, используя принцип накопления энергий сигналов, влиять на помехоустойчивость системы передачи к аддитивным помехам.

Из выражения (3.1) легко получить алгоритм модуляции

(3.2)

и демодуляции

(3.3)

В качестве сохраняющейся величины Ji , очевидно, следует использовать значение информационного элемента, передаваемого по каналу системы передачи.

На рисунке 3.1 показана упрощенная структура оборудования канала, в котором реализованы алгоритмы модуляции (3.2) и демодуляции (3.3)

Рисунок 3.1 - Упрощенная структурная схема инвариантной системы передачи информации

В этой схеме на передающей стороне А модулятор состоит из трёх блоков: линии задержки (ЛЗ) с временем задержки, равной длительности единичных интервалов ф0, ключа К1 и умножителя. Разумеется, перед началом работы в линию задержки следует записать начальный опорной сигнал So(t). При этом ключ К1 находится в замкнутом состоянии. После передачи опорного сигнала ключ К1 размыкается и начинается передача информационных элементов. Недостатком простейшей схемы, изображенной на рисунке 3.1 являются возможность неограниченного возрастания амплитуд сигналов, когда Ji>1. Поэтому для практики более приемлема схема, изображенная на рисунке 3.2. Схема демодулятора стороны (Б) содержит пять блоков: блок вычисления модулей векторов выходных сигналов (ВМВ), линию задержки, аналогичной на предыдущей стороне, делитель модулей векторов сигналов и два ключа К2 и КЗ. Перед тем, как на приёмную сторону придёт опорный сигнал ключ К2 находится в замкнутом положении, а ключ КЗ в разомкнутом. После того, как опорный сигнал пришёл с канала связи на сторону Б, ключи К2 и КЗ меняют свои состояния на противоположные, а именно, К2 размыкается, а КЗ замыкается.

Для работы блока вычисления модулей векторов выходных сигналов необходима система тактовой синхронизации, которая на схеме не показана.

Рассмотрим более подробную структурную схему инвариантной системы передачи информации.

Рисунок 3.2 - Структурная схема инвариантной системы передачи



Пусть от источника сообщений поступают информационные элементы (в общем случае числа Ji), значения этих информационных элементов необходимо передать без искажений через искажающий сигналы линейный канал связи. Как видно из алгоритма амплитудной модуляции, вычисление длины вектора рабочего сигнала осуществляется путем умножения значения информационного элемента Ji на длину вектора опорного сигнала.

Таким образом, на передающей стороне необходима память, в которой хранилось бы значение длины вектора опорного сигнала. Для вычисления длины векторов рабочих сигналов используется блок, который обозначен вычислителем модуля векторов (В МВ), который представляет собой умножитель вычисляющий

Для формования самих сигналов на передающей стороне должен находится генератор рабочих сигналов. Он, в свою очередь, вырабатывает «заготовки» сигналов, спектр которых согласован с полосой пропускания канала связи, из которых будут формироваться сигналы с инвариантной амплитудной модуляцией. Это формирование можно осуществить путем умножения вычисленных ранее модулей векторов сигналов на образцы сигналов генератора. В рассматриваемом случае предполагается, что передача информации будет осуществляться блоками, при этом в начале блока передается опорный сигнал, а за ним рабочие сигналы. Для формирования структуры блока используется ключ на входе амплитудного модулятора: в начале каждого блока ключ К1 подключают к блоку памяти, в котором хранится длина вектора опорного сигнала и оттуда поступает на амплитудный модулятор. Затем ключ переключают к блоку вычислителя длин векторов информационных сигналов, и с его выхода Величины длин векторов информационного сигнала поступают на модулятор. На этом завершается передача первого блока сигналов. В дальнейшем процесс формирования очередных блоков сигналов показан на временных диаграммах (рис.3.3).

Сформированный передатчиком блок сигналов, передается в канал связи. Канал связи вносит в передаваемые сигналы искажения, характер которых неизвестен приемнику. Для простоты на диаграмме изображен сигнал, амплитуда которого изменена каналом в К раз, при этом величина К приемнику неизвестна. Конечно, в общем случае канал связи влияет на сигналы более сложным образом, например, вносит межсимвольную интерференцию. Однако, рассмотрение этой ситуации, пока выходит за рамки данной работы.

Рассмотрим приемную часть. Очевидно, на входе приемника должен стоять полосовой фильтр Фвх, который подавляет помехи, спектр которых находится за полосой частот, занимаемой спектром полезного сигнала.

Приемник должен реализовать алгоритм демодуляции, записанный формулой

Как следует из этой формулы, демодулятор должен вначале оценить длины векторов информационного и опорного сигналов. Наиболее просто решается задача оценки длины векторов информационных сигналов. Рассмотрим, с помощью, каких операций можно оценить длину вектора сигнала.

Как видно из формулы, первой операцией является операция вычисления длин векторов принимаемых сигналов. Для этого предназначен блок, который называется вычислитель оценок модулей векторов (BOMB).

Квадрат длины вектора сигнала может быть рассчитан как сумма квадратов значений его проекций в некотором базисе. Если в качестве базисных функций использовать функции Котельникова, отличающиеся временным сдвигом Дt = l/2Fe(Fe-верхняя частота спектра сигнала), то длина вектора

сигнала будет равна (3.4)

где Si- отсчеты сигналов во временой или частотной области.

В этом выражении Si представляет собой временные отсчеты сигнала, измеренные через интервалДt; n - число временных отсчетов, укладывающихся внутри интервала обработки сигнала ф0.

Разумеется, в начале производится оценка длины вектора опорного сигнала, которая с помощью ключа К2 записывается в специальную память. Следующий блок предназначен для вычисления оценок значений информационных элементов (ВОИЭ):

оценки Ji поступают к получателю сообщений (ПС).

Рисунок 3.3 - Иллюстрация процессов формирования модуляции и демодуляции блоков сигналов в ИСПИ.



Тогда схема вычисления оценки модулей векторов сигнала (ВМВ) в демодуляторе будет иметь следующий вид:

Рисунок 3.3 - Схема вычисления оценки модулей векторов

сигналов

Входной фильтр Фвх осуществляет фильтрацию сигнала от помех. Выбор его частотной характеристики легко произвести, используя известные положения теории оптимальной фильтрации. Квантователь осуществляет измерение Si. Остальные блоки реализуют алгоритмы вычисления величины |S|.

Инвариантная система связи для канала с гладкими замираниями

Влияние гладких замираний на передаваемые сигналы может быть записано следующим образом [1]:

(3.5)

где sbыx(t) - выходной сигнал канала без замираний; м(t) - величина случайного коэффициента передачи канала, обусловленного гладкими замираниями в момент t.

Пусть в инвариантной системе связи информация передается блоками, состоящими из п сигналов. В начале блоков передается опорный сигнал sоп (t), вслед за ним - информационные сигналы si(t) = Ji son(t) (Ji - величина информационного элемента, передаваемого в i-й интервал времени).

На выходе канала будут наблюдаться сигналы, искаженные гладкими замираниями:

(3.6)

(3.7)

где моп(t) - реализация гладких замираний на интервале передачи опорного сигнала: мi(t) - реализация гладких замираний на интервале передачи i-го информационного сигнала.

Для выполнения на приемной стороне процедуры оценки величин информационных элементов в соответствии с алгоритмом инвариантной амплитудной демодуляции [4] необходимо вычислить оценки длин векторов сигналов s'опвых(t) и s'iвых (t):

(3.8)

(3.9)

Здесь т - число временных отсчетов сигнала; j - порядковый номер временного отчета.

Далее рассмотрим ситуацию, когда за время передачи одного сигнала изменениями м(t) можно пренебречь, (но нельзя пренебречь изменения ми м(t) в пределах блока сигналов). Тогда (3.8) и (3.9) можно записать в виде

Здесь моп и мi - величины гладких замираний во время передачи опорного и i-го информационного сигналов.

При этом, как следует из алгоритма инвариантной амплитудной демодуляции [4], оценка информационных элементов Ji будет равна

где Дм - величина изменения м(t) за время между передачей опорного и i-го информационного сиг налов, приводящая к появлению погрешности рас чета ДJi значения информационного элемента.

Из последнего выражения следует необходимость уменьшения величины Дм для минимизации ДJi.

Как правило, м(t) является монотонно изменяющейся функцей времени [1]. Тогда минимизацию Дм можно обеспечить, уменьшая интервал времени между передачей опорного и информационного сигналов. В пределе это означает использование в качестве опорного сигнала предыдущего информационного сигнала. При этом алгоритмы модуляции и демодуляции получат вид:

(3.11)

Однако при практической реализации алгоритма модуляции (3.6) возникает проблема неограниченного возрастания амплитуд информационных сигналов si(t) при величинах Ji > 1.

Двухзначная инвариантная амплитудная модуляция и анализ ее помехоустойчивости

Для устранения проблемы неограниченного возрастания амплитуд информационных сигналов предлагается «двухзначная» инвариантная амплитудная модуляция (ДИАМ). Суть ее состоит в следующем.

Пусть динамический диапазон канала ограничен величиной Dmax, информационные элементы Ji могут принимать целочисленные значения в пределах от 1 до к (1 < Ji < к). Поставим в соответствие каждому из к значений Ji два множителя J'i >1 и J"i < 1. Пусть, например, к = 3. Тогда для передачи значений J'i можно использовать, например, следующие соответствия, приведенные в таблице.

Выбор J'i и Ji" определяется из условия J'i Ji" ~ 1, что обеспечивает «баланс» увеличения и уменьшения амплитуд сигналов.

Алгоритм модуляции (3.10) реализуется одним из двух вариантов вычислений:

(3.12)



Или

(3.13)

Выбор варианта осуществляется, во-первых, исходя из условия обеспечения si(t)max<Dmax , а, во-вторых, из условия максимизации si(t) для того, чтобы обеспечить наибольшую помехоустойчивость к белому шуму. Это реализуется следующим образом. Вначале выбирается алгоритм (3.12) и проверяется, не превышает ли si(t)max величины Dmax.В случае, если si(t)max > Dmах, расчет si(t) осуществляется по формуле (3.13). Таким образом, сигналы si(t) будут иметь максимально возможную амплитуду, не выходящую за пределы Dmax.

Разумеется, такой усложненный алгоритм модуляции усложняет и алгоритм демодуляции. Теперь после вычисления оценок J'i или Ji" необходимо принять решение о величине Ji, используя таблицу.

Для обеспечения максимальной помехоустойчивости требуется оптимизировать процедуру вычисления оценок J'i и Ji", для минимизации среднеквадратического отклонения принятых информационных элементов Ji от переданных Ji при наличии в канале белого шума о(t) с мощностью ?2(о).

Как принято в ДАИМ, каждое j-е значение Ji,j (1 < j <к ) может передаваться одним из двух значений J'i,j или J"i,j. При этом вероятность правильного приема Ji,j --D(Ji,j ) определяется вероятностями правильного приема J'i,j и J"i,j ,

то есть D(J'i,j) и D(J"i,j):

D(Ji,j)=P(J'i,j)D(J'i,j)+P(J"i,j)D(J"i,j)

Здесь P(J'i,j ) и P(J"i,j), соответственно, обозначают вероятности использования множителей J'i,j и J"i,j при передачи значений Ji,j .

При большом числе переданных информационных элементов Ji (п --> со) можно принять, что P(J'i,j)~P(J"i,j)~0,5. Тогда

P(Ji,j) ~ 0,5[2- (Рош(J'i,j) + Рош (J"i,j))],

где Рош (J'i,j) и Poш(J"i,j) - вероятности ошибочного приема значений J'i,j и J"i,j.

Из последней формулы следует необходимость минимизации суммы вероятностей ошибочного приема Pош(J'i,j) и Pош(J"i,j). Для определения условий минимизации суммы Pош(J'i,j) и Pош(J"i,j) вначале найдем выражение для двумерной условной плотности вероятности

Для упрощения решения этой задачи предположим, что в инвариантной системе связи используются сигналы, допускающие их прием методом однократного отсчета, т. е. |si | и |si-1 | равны величинам оценок однократных отсчетов si(t) и si-1(t): si и si-1.

Тогда на выходе делителя демодулятора ДИАМ-сигналов будут поступать случайные величины сi = si + оi. (числитель в (7)) и di = si-1,j +оi-1 (знаменатель в (3.7)). Здесь оi и оi-1 обозначают отсчеты белого шума, воздействующие на информационные сигналы при передачи i-го и i-1-го информационных элементов.

Случайные числа сi и di можно считать независимыми как отсчеты белого шума с независимыми слагаемыми si иsi-1. Независимость этих слагаемых определяется предполагаемой независимостью значений Ji.

Далее процедура решения данной задачи, по существу, совпадает с процедурой решения похожей задачи, приведенной в [6]. Отличие состоит в том, что в качестве опорного сигнала используется предыдущий информационный сигнал. Окончательное выражения имеет вид условной плотности вероятности

(3.14)

Где

В [5] доказано, что вычисление интеграла (3.10) с достаточной для практики погрешностью (погрешность не превышает 0,001) может быть заменено расчетами по формуле

(3.15)

Выражения (3.14) и (3.15) оптимизируют процедуру вычисления оценок Ji'(" ), поскольку позволяют определить наиболее правдоподобное значение Ji'(" ). Для этого достаточно вычислитьдля всех используемых величин Ji'(" ) и выбрать то значение Ji'(" ) , при котором имеет большую величину.

После определения наиболее правдоподобного значения Ji'(" ) в таблице отыскивается соответствующая величина принятого информационного элемента Ji.

Методом имитационного моделирования исследована помехоустойчивость системы связи с двухзначной инвариантной амплитудной модуляцией в условиях воздействия белого шума. В качестве меры качества приема информационных элементов использовалось среднеквадратическое отклонение переданных информационных элементов Ji. от принятых Ji :

Здесь п - число переданных информационных элементов.

Величина п выбиралась таким образом, чтобы обеспечить погрешность оценки СКО не ниже 10 % при доверительной вероятности, равной 0,8. В начале исследования проводились для канала с постоянными параметрами. Результаты приведены на рис. 3.4. (кривая 1)

Для сравнения моделировалась еще и система связи с инвариантной амплитудной модуляцией с блочной передачей и усреднением оценок опорных сигналов [6].

В этой системе информация передавалась блоками по 100 сигналов. В начале каждого блока используется опорный сигнал с амплитудой, равной единице (кривая 2).

Как следует из полученных результатов, в рабочем диапазоне отношения сигнал/шум, начинающимся приблизительно от 15 дБ, помехоустойчивость инвариантной системы связи с ДИАМ незначительно уступает помехоустойчивости инвариантной системы связи с блочной передачей.

Рис. 3.4. Кривые помехоустойчивости приема информационных элементов в инвариантных системах связи при передаче сообщений по каналу с постоянными параметрами

Кривая 1 - инвариантная система связи с ДИАМ; кривая 2 - инвариантная система связи с блочной передачей

Выигрыш в помехоустойчивости относительно инвариантной системы с блочной передачей в области малых отношений сигнал-помеха объясняется искажением опорных сигналов помехами, что приводит к погрешности вычисления оценок информационных элементов в пределах всего блока сигналов.

Рис. 3.5. Кривые помехоустойчивости приема информационных элементов в инвариантных системах связи при передаче сообщений по каналу с переменными параметрами

График 1 - инвариантная система связи с блочной передачей с накоплением и усреднением оценок опорных сигналов;

График 2 - инвариантная система связи с ДИАМ

Далее исследования проводились для канала с переменными параметрами. При проведении эксперимента в условиях канала с переменными параметрами (с гладкими замираниями) инвариантная система связи с ДИАМ имеет существенный выигрыш в помехоустойчивости по сравнению с системой, в которой применялась инвариантная амплитудная модуляция с блочной передачей и усреднением оценок опорных сигналов (рис. 3.5). В эксперименте моделировался канал связи с белым шумом и изменяющимся линейно во времени коэффициентом передачи К (0,5 < К < 1,5). Изменения коэффициента передачи в указанных пределах происходили за время передачи 100 блоков длиной 100 единичных интервалов.

Как и следовало ожидать, в проведенном эксперименте инвариантная система связи с ДИАМ обеспечила существенное снижение СКО относительно инвариантной системы с блочной передачей. В диапазоне изменения отношения сигнал- шум от 5дБ до 30 дБ СКО уменьшилось от трех до десяти раз.

Применение для передачи информации по линейному каналу с переменными параметрами и белым шумом предлагаемой двухзначной инвариантной амплитудной модуляции позволяет уменьшить среднеквадратическую погрешность приема информационных элементов по сравнению с инвариантной системой связи, в которой используется блочная передача с усреднением оценок опорного сигнала.

Полученные выражения для расчета условной плотности вероятности величин оценок множителей Ji'. и J"i позволяют находить наиболее правдоподобные значения передаваемых информационных элементов и минимизировать погрешность их приема.

Перестановочный инвариантный метод передачи по каналу с гладкими замираниями

Рассмотренная в предыдущем подразделе двузначная инвариантная амплитудная модуляция (ДИАМ) обладает несомненными преимуществами, а именно: использует минимально возможную длину блока равную длительности одного сигнала. За это время можно считать, что параметры канала связи изменяются незначительно и, соответственно, погрешность вычисления будет незначительной. Второе преимущество состоит в том, что предотвращена возможность перегрузки канала передаваемыми сигналами. Однако, имперический способ определения коэффициентов используемый для передачи информационных элементов делает этот метод передачи мало привлекательным, так как отсутствует уверенность в оптимальности этих коэффициентов.

Можно предположить другой способ инвариантной передачи, который обладает преимуществами предыдущего способа, однако не требует использования имперически найденных коэффициентов. Суть этого способа состоит в следующем: передатчик вычисляет амплитуды очередного передаваемого информационного сигнала используя в качестве опорного амплитуду предыдущего информационного сигнала.

Однако, передача сигнала осуществляется не сразу, а только после проверки условия, что амплитуда не превышает максимально допустимые значения равные динамическому диапазону канала связи. Если выполняется это условие, выполняется передача этого сигнала. В противном случае. Предыдущий информационный сигнал принимается за информационный, а передаваемый на данном интервале времени сигнал считается опорным. Его амплитуда вычисляется по формуле

Демодуляция на приемной стороне осуществляется в 2 этапа. На первом этапе сравниваются амплитуды принятого сигнала с амплитудой предыдущего сигнала. Если она больше, то амплитуда принятого сигнала делится на амплитуду предыдущего сигнала. В противном случае амплитуда предыдущего сигнала делится на амплитуду принятого сигнала.

Как следует из этого алгоритма, в процессе передачи может происходить постоянная перестановка мест расположения опорного и информационного сигналов. В связи с этим, такой метод передачи можно назвать перестановочным инвариантным методом передачи.

Данный алгоритм может интерпретироваться и следующим образом: если амплитуда очередного сигнала вычисляется по формуле

больше допустимой величины, то амплитуда очередного сигнала вычисляется по формуле

,

что гарантирует превышение амплитуды сигнала динамического диапазона канала.

Демодуляция в приемнике осуществляется в 2 приема. Вначале сравниваются амплитуды принятого и предыдущего сигналов. Если амплитуда принятого сигнала больше, чем амплитуда предыдущего сигнала, то вычисление оценки принятого предыдущего элемента осуществляется путем деления принятого сигнала на амплитуду предыдущего сигнала. В противном случае амплитуда предыдущего сигнала делится на амплитуду принятого сигнала.

Структурные схемы передатчика и приемника писаны в следующем разделе.

Экспериментальное исследование перестановочного метода инвариантной передачи сообщения

Разработка структурной схемы инвариантной системы связи

В данной работе требуется разработать структурную схему передатчика и приемника сигнала для инвариантной системы с перестановочным инвариантным методом передачи.

Передатчик состоит из двух основных блоков:

Блок предварительной оценки амплитуды сигнала;

Блок вычисления амплитуды текущего сигнала.

Кроме того передатчик содержит амплитудный модулятор и блок памяти для хранения начального опорного сигнала (Аоп).

Схема приведена на рис 4.1.

Рис 4.1. Структурная схема передатчика для инвариантной системы с перестановочным инвариантным методом передачи.

Схема работает следующим образом: вначале сеанса связи передается начальный опорный сигнал с амплитудой Аоп. Для этого переключатель устанавливается в положение «1». Амплитуда опорного сигнала поступает на блок памяти БП2 и на вход амплитудного модулятора, который начмнает передачу начального опорного сигнала. Далее начинается передача информационных сигналов. Однако передаче информационного сигнала предшествует предварительная оценка его амплитуды. Для этого умножитель блока предварительной оценки амплитуды вычисляет пробную величину амплитуды

,

Если она оказывается меньше допустимой величины, то ключ переходит во второе положение и амплитуда , вычисленная верхним умножителем, поступает на амплитудный модулятор. В противном случае ключ переключается в положение «3» и амплитуда информационного сигнала вычисляется нижним делителем

,

после чего через ключ(в положении «3») поступает на амплитудный модулятор. Рассчитанные значения амплитуды в кнце передачи сигнала записываются во второй блок памяти, заменяя в нем предыдущие значения.

Схема приемника состоит из входного фильтра, который фильтрует часть помех поступивших с канала связи, спектр которых находится вне полосы частот занимаемой сигналом. Фильтр пропускает только спектр сигнала. Дальше следует блок вычисления модулей векторов сигнала. За ним следует блок памяти, в котором хранится оценка длины вектора предыдущего сигнала. В схеме используется также компоратор, двухпозиционный переключатель с двумя выходами и выходной делитель.

Схема приведена на рис 4.2.

Рис4.2. Структурная схема приемника для инвариантной системы с перестановочным инвариантным модулем.

Схема работает следующим образом:

После фильтрации помех сигнал поступает в блок вычисления модулей векторов сигналов (БВМВС). После вычисления длины вектора сигнала, его значение поступает на первый вход компоратора, на второй вход поступает оценка длины вектора предыдущего сигнала. В случае, если длина вектора принятого сигнала больше чем длина вектора предыдущего сигнала, то компоратор переводит переключатель в верхнее положение, в противном случае - в нижнее. Выходной делитель вычисляет оценку принятого информационного элемента J^i . Согласованную работу блока приемника обеспечивает система поэлементной синхронизации (СПС).

Разработка блок-схемы моделирующей программы для исследования помехоустойчивой системы передачи с ПИАМ.

Поскольку оценить помехоустойчивость инвариантной системы связи с ПИАМ аналитическим методом достаточно сложно, то приходится прибегнуть к методу имитационного моделирования.

Программа, имитирующая работу инвариантной системы связи должна моделировать работу следующих блоков системы связи:

-Датчика информационных элементов Ji ;

-Работу передатчика, схема которого изображена на рис.4.1;

-Работу канала связи с гладкими замираниями и белым шумом;

-Работу приемника, схема которого изображена на рис.4.2;

-Блок вычисления среднеквадратического отклонения переданных информационных элементов от принятых;

-Счетчик количества испытаний.

Структурная схема модулирующей программы приведена на следующем рисунке

рис.4.3. Структурная схема модулирующей программы.



Машинный эксперимент проводился в следующих условиях: моделировался канал связи с белым шумом и изменяющимся во времени коэффициентом передачи K(0.5<K<1.5). Изменение коэффициента в указанных пределах происходит за время передачи ста сигналов. Общее количество переданных информационных элементов равнялось 10000. Это количество является достаточным для получения статистически устойчивых значений СКО.

От эксперимента к эксперименту изменялась мощность белого шума. В диапазоне отношение сигнал/помеха от 4 до 30дБ. Результаты экспериментальной оценки для ДИАМ и ПИАМ приведены на рис.4.4.

Рис.4.4. Сравнение СКО для ДИАМ и ПИАМ.

На рисунке видно, что в рабочей области отношение сигнал/помеха от 15 до 30дБ. Оба метода обеспечивают практически одинаковую помехоустойчивость. Однако перестановочный метод проще реализуется. В том смысле, что не требуется подбора пар коэффициентов, величинами которых передаются информационные элементы.



Заключение

В данном исследовании проверена возможность применения инвариантных методов передачи через канал с гладкими замираниями. С этой целью описаны модели каналов с постоянными и переменными параметрами. Рассмотрен принцип передачи информации по каналу с постоянными параметрами с использованием инварианта этого канала. В виде отношений длин векторов сигналов совпадающих по направлению.

Показана возможность применения этого инварианта и в линейном канале с гладкими замираниями. Для этого нужно использовать два смежных информационных сигнала. Один из которых будет выполнять функции опорного сигнала, а другой информационного. Разработаны структурные схемы передатчика и приемника системы связи с инвариантным перестановочным методом модуляции для линейного канала с гладкими замираниями. Методом статистического моделирования проведены исследования помехоустойчивости перестановочного метода с другим известным методом - двухзначной инвариантной амплитудной модуляцией. Как показал эксперимент, оба метода в диапазоне рабочих отношений сигнал/помеха (15-30дБ) имеет практически одинаковую устойчивость к белому шуму. Однако, метод ПИАМ проще в реализации, чем ДИАМ, так как не требует подбора пар коэффициентов для передачи информационного коэффициента.В связи с этим он является более перспективным, чем метод с двухзначной инвариантной амплитудной модуляцией



Список литературы

Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. Изд-во «Советское радио» стр. 728

Морозов Е.В. Двузначная инвариантная амплитудная модуляция и анализ ее помехоустойчивости //Научно технические ведомости СПб ГПУ, №(),2012,С.-11.

Лебедянцев В.В., Морозов Е.В., Бедная М.В. Оценка помехоустойчивости двух методов инвариантной передачи по каналу с гладкими замираниями //Современные проблемы телекоммуникаций. -Новосибирск: Издательство СибГУТИ, 2013.С-42.

Лебедянцев В.В. Разработка и исследование методов анализа и синтеза инвариантных систем связи. Дисертация доктора технических наук//В.В. Лебедянцев. -Новосибирск: Издательство СибГУТИ, 1995. -360с.

Качан Д.С. О приближенном вычислении помехоустойчивости инвариантной системы связи / Д.С. Качан // Информатика и проблемы телекоммуникации: Российская науч.-тех. конф. Матер, конф. -Новосибирск, 2010. -133 с.

Лебедянцев, В.В. Анализ помехоустойчивости инвариантной системы связи при разных методах вычисления оценок информационных элементов / В.В. Лебедянцев, Е.В. Морозов// Научно-технические ведомости СПбГПУ - 2011. -№ 3 (126). -С. 7-11.

Лебедянцев В.В., Морозов Е.В., Бедная М.В. Два метода инвариантной передачи сообщений по каналам связи с гладкими замираниями // Информатика и проблемы телекоммуникации: Российская науч.-тех. конф. Материалы конференции.-Новосибирск,2012.с.254.

Размещено на Allbest.ru

...