Импульсно-модулированные преобразователи с управлением по одношаговому условному прогнозу c ШИМ-3

3. Таким образом, минимально необходимый запас по постоянному напряжению питания равен: 2·(5%) + 2·(5%) +2·(5%) + 2·(10%) =

= 2·25% = 50% или U = 1.5·U_d = 1.5·2.35 ? 3.53 [B]. При выбранном

коэффициенте трансформации, запас по напряжению питания будет:

дU = .

4. Для нормальной работы вычислителя прогноза, третий коэффициент усиления первого усилителя YC1, см. рис. 4, должен учитывать коэффициент трансформации:

К3 = ? [1 ? cos(щh)]·N_TP = ? [1 ? cos]·2 = ? 1.

XI. Описание работы общей модели мостового инвертора c вычислителем условного прогноза

1. Структурная схема мостового преобразователя или просто инвертора напряжения, в терминах программы моделирования "ELTRAN", представлена на рис. 4.

2. Для работы силового блока необходим по входу большой ёмкостным накопителем СР, возможно в буфере с аккумуляторной батареей АБ. Окончательно, выбор напряжения питания определяется заказчиком и напряжением выбранной буферной батареи, когда преобразователь используется, например, в системах бесперебойного питания UPS со стандартным питанием, в составе комплектных установок типа КАУ или ШУОТ, в качестве источника переменного однофазного или трёхфазного питания, при преобразовании пульсирующего, с постоянной составляющей, тока солнечных батарей, в переменный ток со стандартным напряжением и частотой.

3. Преобразователь может работать как при постоянном задании, так и при переменном и регулируемом, с частотой Щ от 0 до 50Гц и выше. Действительно, пусть Щ = ? частота синусоидального задания (реферирования) по напряжению, где Т ? период частоты задания. Частота переключения компаратора KP1 и логического инвертора НЕ1, будет равна: х ? , при условии, что T >> mod[ h ] ? шага условного прогноза. Следовательно, частота модуляции, или частота несущей, определяется длительностью локального времени, вырабатываемого двумя интеграторами AZ1 и AZ2, до момента переключений компаратора KP1 и инвертора НЕ1, равна: х =.

4. Переключение компаратора KP2, или точнее, нуль-органа из одного устойчивого состояния в другое, происходит почти мгновенно и в области перехода синусоидальной волны задания ~е^ через ноль. Одновременно с этим, происходит мгновенное переключение в противофазе логического инвертора НЕ3. Эти переключения вынужденные и определяются полярностью реферирующей синусоиды, тем самым они определяют необходимую полярность импульсов модуляции ключами.

5. Переключение нуль-органа или компаратора КP1 и логического инвертора НЕ1, в функции текущего мгновенного тока и напряжения конденсатора СF фильтра, и в функции от произведения генерируемой обобщённой коммутационной функции S(t), на постоянное напряжение питания U, является свободным, т.е. нет её жёсткой привязки к сигналу реферирования.

6. Переключениями управляет величина и знак ошибки рассогласования ±?(t) на интервале локального времени прогноза h. С ростом частоты модуляции, ошибка рассогласования асимптотически стремиться к нулю.

7. Например, при Щ = 314 [рад ^-1], h = 0.025 - локальное время или шаг условного прогноза, имеем частоту модуляции:

х = 2·10³ [Гц].

8. Необходимым условием, обеспечивающим возникновение устойчивой самоосциляции в схеме, т. е. непрерывности трёхпозиционной широтно-импульсной модуляции с практически постоянной частотой х, на периоде T =, является выполнение условия mod[t(h)] > h. Здесь:

mod[t(h)] ? ширина зоны переключения компаратора KP1, или фактически диаметр его "виртуальной трубки" или регулируемого симметричного гистерезиса, обусловленного задержкой из-за конечности длительности протекания локального знакопеременного времени интегрирования двух интеграторов AZ1 и AZ2. Для этого она и должна быть больше шага условного прогноза h.

9. При этом выходной сигнал интегратора AZ2 подаётся на первый вход суммирующего усилителя YC3 с коэффициентом усиления «+1». На второй вход этого усилителя с коэффициентом усиления «+1», подаётся выходной сигнал первого суммирующего усилителя YC1. Далее, выходной сигнал усилителя YC3 поступает на вход первого нуль-органа или компаратора KP1.

10. Второй нуль-орган или компаратор KP2, не имеет "виртуального" гистерезиса, а, следовательно, и длительности задержки по времени при его переключении в момент прохождения входной управляющей волны через ноль. Его переключения вынужденные и обусловлены знаком амплитуды волны синусоидального задания ~е^.

11. Появление фазового сдвига обусловлено выбегом свободной составляющей кривой формируемого ключевым мостовым коммутатором выходного напряжения ~u_H, нарастающей и убывающей на периоде несущей, т. е. кривой волны выходного напряжения, модулируемой частотой «х», из границ "виртуальной" трубки токового гистерезиса, при приближении волны напряжения к моменту перехода через ноль. Чем больше выбег формируемой коммутатором кривой напряжения ~u_Н, тем больше задержка по времени начала нового цикла переключений силовых ключей моста.

XII. Диаграмма алгоритма переключений силовых ключей

1. На рис. 7 представлена диаграмма алгоритма переключений параллельных пар ключей: КT1 ? КT2, КT4 ? КT3 мостового коммутатора в зависимости от логических функции S состояний нуль-органов и инверторов.

2. Логическая пара KP1 и НЕ1 формирует свободную составляющую кривой выходного напряжения, определяющую амплитуду её волны. Логическая пара KP2 и НЕ3 формирует вынужденную составляющую кривой выходного напряжения, определяющую знак амплитуды реферирующей волны. Суперпозиция свободной и вынужденной составляющих, в совокупности формируют кривую, близкую к синусоиде выходного напряжение с помощью трёхпозиционной широтно-импульсной модуляции. Здесь:

+ u^ ? цикл формирования положительной амплитуды кривой выходного напряжения;

? u^ ? цикл формирования отрицательной амплитуды кривой выходного напряжения.

3. Формирование близкой к синусоидальной форме, волны выходного напряжения коммутатором, с помощью ШИМ-3, осуществляется в два цикла, для положительной и отрицательной амплитуд волны задающего напряжения. С помощью силовых ключей KT1 - KT4 коммутатора, шунтированных обратными диодами V1 - V4 для рекуперации реактивного обратного тока в входной ёмкостной накопитель СP при коммутации транзисторов или силовых ключей, и следящей эвристической релейной системой автоматического управления с вычислителем условного прогноза, вырабатывается обобщенная коммутационная функция S(t), модулирующая постоянное напряжение питания U. Силовые транзисторы, как отмечалось в первой части, могут быть различной модификации - биполярные, полевые, комбинированные либо запираемые тиристоры.

4. Пусть S(t) - обобщённая коммутационная функция, равная логическому произведению двух других логических функций:

S(t) = S1 & S2 = sign[S1] Ч sign[S2] = [+1, 0,?1].

Обобщённая коммутационная функция может принимать три логических состояния: +1, 0 и ?1. Здесь функции S1 и S2 - логические состояния пар компараторов и инверторов KP1 - НЕ1 и KP2 - НЕ3, принимающие только два логических состояния +1 и 0, и управляющие парами соответствующих ключей КТ1 - КТ2 и КТ4 - КТ3.

Рис 7. Алгоритмы циклов переключения пар транзисторных ключей коммутатора при формировании синусоиды выходного напряжения ~u^ при помощи ШИМ-3.

5. Эти логические пары с помощью соответствующих им пар силовых ключей и формируют свободную, пульсирующую и вынужденную, знакопеременную составляющие выходного напряжения. На выходном LC-фильтре инвертора выделяется знакопеременная кривая выходного почти «гладкого» напряжения, поступающего в нагрузку RН.

6. На первом цикле, когда формируется положительная амплитуда напряжения, при S = +1, открыты ключи КT1 - КT3 диагонали моста. При этом формируется положительное нарастание пилы тока ~i_L в дросселе LF фильтра и напряжение ~u_Н на конденсаторе СF фильтра и соответственно, подобное напряжение в нагрузке RH. При S = 0 ? открыта пара нижних ключей КT2 - КT3 моста и формируется спад пилы тока ~i_L в дросселе LF фильтра и напряжение ~u_Н на конденсаторе СF фильтра и в нагрузке RH, т.е. осуществляется «зануление» сопротивления нагрузки.

7. Таким образом, с помощью обобщенной коммутационной функции S(t), осуществляется трёхпозиционная широтно-импульсная модуляция постоянного напряжения питания U и формирование пульсирующим напряжением SU положительной амплитуды выходного напряжения ~ u_Н при гладком синусоидальном реферирующим сигнале.

8. На втором цикле, когда формируется отрицательная амплитуда напряжения, при S = ?1, открыты ключи КT2 - КT4 диагонали моста инвертора. При этом формируется отрицательное нарастание пилы тока ~i_L в дросселе LF фильтра и напряжение ~u_Н в конденсаторе СF фильтра и соответственно, в нагрузке RH. При S = 0 - открыты верхние параллельные ключи КT1 - КT4 моста и формируется спад пилы тока ~i_L в дросселе LF фильтра и напряжение ~u_Н в конденсаторе СF фильтра и соответственно в нагрузке RH, т.е. осуществляется «зануление» сопротивления нагрузки.

9. Таким образом, с помощью обобщённой коммутационной функции S(t), осуществляется модуляция постоянного напряжения питания U и формирование при помощи пульсирующего напряжения S·U отрицательной амплитуды выходного напряжения ~u_Н при гладком синусоидальном задающем сигнале по напряжению.

XIII. Выводы по результатам анализа и расчёта модели

1. Для оптимальной работы являются частоты от 5кГц до 25кГц; волновое сопротивление контура в интервале: 1 ? с ? 2, коэффициент трансформации разделительного и согласующего трансформатора N_TP ? 2. Выводы относятся как при использовании ШИМ-2, так и при применении ШИМ-3.

2. При большей величине волнового сопротивления, увеличиваются амплитуды пульсаций напряжений, близких к зубчатой форме, т.е. высокочастотная пульсация состоит из знакочередующихся кривых с параболическими формами.

3. При уменьшении частоты модуляции, или несущей «х», заметно возрастает коэффициент пульсации выходного напряжения, заметны и искажения его формы.

4. При меньшей величине коэффициента трансформации, уменьшается знакопеременная амплитуда напряжения питания коммутатора, растет токовая загрузка силовых ключей при их коммутации, вплоть до того, что может нехватить напряжения при переходных процессах в сети и при регулировании нагрузки преобразователя. Критерием выбора указанных соотношений, являются допустимые коэффициенты гармоник и пульсации выходного напряжения.

5. Инвертор напряжения устойчив к коротким замыканиям в нагрузке. В точке КЗ, инвертор просто формирует, в соответствии с заданной уставкой по напряжению ~е^, а пилообразный выходной ток с гладкой составляющей по амплитуде, становиться большего номинального в (2 ? 3)·i_H , при почти нулевом выходном напряжении ~u_Н > 0.

6. Выходное напряжение имеет форму, близкую к синусоидальной, т.е. гладкая составляющая имеет синусоидальную форму, а свободная, пульсирующая составляющая напряжения ~u_Н на конденсаторе СF фильтра, имеет "псевдозубчатую" форму, состоящую из отрезков парабол плюсовой и минусовой формы с амплитудами, определяющими параметрами фильтра. Форма и амплитуда обусловлены пилообразным нарастанием и спадом тока ~i_L в дросселе LF фильтра. Напряжение ~u_Н на конденсаторе СF фильтра и в нагрузке RH одинаковы, так как они включены параллельно.

7. По закону изменения коммутационной функции S(t), происходит знакопеременная трёхпозиционная широтно-импульсная модуляция постоянного напряжения питания U. В результате фильтрации пилообразного тока ~i_L дросселем высокочастотного LС-фильтром, напряжение на конденсаторе CF и на нагрузке ~u_Н, имеет почти гладкую, немного пульсирующую, близкую к синусоидальной форму.

XIV. Графики работы модели мостового инвертора с управлением по условному вычисляемому прогнозу при ШИМ-3

1. Параметры и кривые токов и напряжений представлены при работе модели инвертора в номинальном, при RH = (N_TP)²·R_H = 2²·1 = 4[Ом].

2. Предельные режимы:

* близкий к холостому ходу (ХХ) при величине относительной нагрузки

R_H = 20[Ом], инвертор нагружен всего на 20%;

* близкий к короткому замыканию (КЗ) при величине относительной нагрузки R_H = 0.8[Ом], инвертор имеет 5-ти кратную, "тяжёлую" перегрузку.

3. Шаг условного прогноза: h = TP1 = TP2 = 0.12·10^?3[сек]. Частота несущей или модуляции при этом: f_MOD == 8.33·10³[Гц].

4. Обобщённая косоугольная матрица взаимоиндуктивностей LM1, LM2 модели повышающего двухобмоточного разделительного трансформатора TV, коэффициентом трансформации N_TP = 2.

5. Обозначения кривых на графиках работы инвертора:

* XSINZ - Синусоидальное "гладкое" напряжение задания ~е^, с относительной амплитудой ~е_m = К1 = 3.1[B, ампл], без фазового сдвига, с частотой Щ = 50 [Гц] или с периодом TP = 20·10^?3[сек];

* URH - Сформированное силовым ключами выходное "псевдогладкое" напряжение ~u_H при номинальном активном сопротивлении нагрузки R_H = 4[Ом].

* ILF - Знакопеременный пилообразный ток ~i_L, снимаемый с датчика тока DIL дросселя LF;

* UKS - Высокочастотное напряжение знакопеременной коммутационной функции S(t) = SU, снимаемое с датчика напряжения KS, включённого в переменную диагональ моста.

6. На рис. 11 представлен режим работы преобразователя, близкий к КЗ, т.е. при сопротивлении нагрузки R_H.КЗ = 0.8[Ом]. Режим "тяжёлой" перегрузки длится 13 [мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ? 2.2[мсек].

7. На рис. 12 представлен режим работы преобразователя, близкий к XX, т.е. сопротивление нагрузки при R_H.XX = 20[Ом]. Режим перегрузки длится 13[мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ? 0.5[мсек].

Рис 8. Графики при пуске и работе инвертора при номинальных напряжениях питания U = 2.35[B], задания ~е_m = 3.1[B] и при нагрузке

R_H = 4[Ом].

Рис 9. Пуск и работа при питании U = 2.35[B], задании ~е_m = 3.1[B] и при 20% от номинальной нагрузки, т.е. режим, близкий к ХХ, при

R_H = 20[Ом].

Рис 10. Пуск и работа при питании U = 2.35[B], при задании

~е_m = 3.1[B], при 5-ти кратной "тяжёлой" перегрузке, почти при КЗ, при R_H = 0.8[Ом].

Рис 11. Пуск и работа при питании U = 2.35[B], при задании

~е_m = 3.1[B], в момент времени t_КЗ = 5[мсек] скачком происходит

80% - й наброс нагрузки.

Рис 12. Пуск и работа при питании U = 2.35[B], при задании ~е_m = 3.1[B], в момент времени t_КЗ = 5[мсек] скачком происходит 80% - й сброс нагрузки.

Список литературы

1. Моин В.С. Стабилизированные транзисторные преобразователи. ? М.: Энергоатомиздат, 1986. ? 376 с.: ил.

2. Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники. Часть 2. Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000г, 197 с.: ил.

3. Энергетическая электроника. Справочное пособие: Пер. с нем. // Под ред. В.А.Лабунцова. ? М.: Энергоатомиздат, 1987 ? 464с.: ил.

4. Электронный научный журнал: "Apriori. Серия: Естественные и технические науки". №6, 2015 ?14с.: ил. // к.т.н. Федотов Ю.Б, к.т.н. Нестеров С.А, к.т.н. Мустафа Г.М. Повышение эффективности программ моделирования устройств силовой электроники. // Author@apriori-journal.ru //

5. ГОСТ 13109-87. Требования к качеству электрической энергии в электрических сетях общего назначения. М., Изд-во Стандартов, 1989г, 132 с.

Размещено на Allbest.ru