Устройства приема и обработки сигналов

Размещено на http: //www. allbest. ru/

,. (4.25)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При этом будем считать, что коэффициенты трансформации определяются по следующим формулам

Размещено на http: //www. allbest. ru/

,. (4.26)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При n=1 исследуемая схема превращается в простую автотрансформаторную схему входной цепи.

С учетом этих замечаний, эквивалентная схема входной цепи этого типа может быть представлена в следующем виде (Рис. 4.11).



Рис. 20

Она имеет вид, как и в рассмотренной ранее просто автотрансформаторной схемы. Полная емкость контура при этом равна

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.27)

и она определяет резонансную частоту входной цепи

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.28)

Проводимость контура равна

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.29)

Так как n < 1, то величины Gк, G, C получаются меньше, чем в случае непосредственного присоединения входа активного элемента к контуру.

Таким образом, автотрансформаторное присоединение входа активного элемента к контуру ослабевает его шунтирующее действие на контур. Имеете с тем ослабляется вредное действие разброса входной емкости активного элемента на настройку входного устройства.

Аналогично, как в простой автотрансформаторной связи получим резонансный коэффициент передачи по напряжению К0



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.30)

Если при постоянном m уменьшать n, то это будет оказывать на работу схемы два встречных действия:

1. По мере уменьшения n ослабляется шунтирующее действие входа активного элемента на контур, в результате чего убывает проводимость G (в знаменателе указанного выражения) и напряжение на всем контуре возрастает.

2. Вместе с тем при уменьшении n, на входе активного элемента действует все меньшая доля Uвх от напряжения U, возникающее на всем контуре.

Рассмотрим два случая:

1.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. Указанное условие выполняется при работе входной цепи на первый каскад, выполненный на полевых транзисторах или лампах.

При этом заметно сказывается лишь второе действие, изменение п почти не сказывается на проводимости G и напряжении U, но изменяет долю Uвх от напряжения U. В результате коэффициент передачи по напряжению К0, меняется почти пропорционально коэффициенту п.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.31)

При этом максимальное значение коэффициента передачи достигается при и мы переходим к простой автотрансформаторной схеме входного устройства.

2. Gвх велико и при этом выполняется условие.

Изменение п влияет на оба фактора. При этом К0, может достигать максимального значения при некотором оптимальном значении . Это значение соответствует согласованию входа активного элемента с антеннофидерной системой при выбранном значении т.

Такое же согласование можно достичь, задаваясь значением п и подбирая соответствующее оптимальное значение mс. При этом условие согласования имеет вид:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.32)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Величина mс зависит от выбранного значения п. Следует отметить, что согласование возможно при условии, т.к. в противном случае mс>1, что в данной схеме не осуществимо.

Это условие можно выполнить соответственно выбирая п. В режиме согласования

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.34)

Поэтому резонансный коэффициент передачи по напряжению получается равным

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.35)

Если величина т отличается от mс, то коэффициент передачи по напряжению определяется выражением



Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.36)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где.

Проследим как влияет выбор п на величину

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.37)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Отсюда видно, что при уменьшении п величина убывает, причем это убывание получается более или менее заметным в зависимости от соотношения величин Gвх и.

Если Gвх невелико, то вторым членом можно пренебречь и учитывая, что обычно выполняется условие, можно получить:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.38)

т.е. величина получается пропорциональной п.

В области, где можно пренебречь первым членом, т.е. резонансной проводимостью колебательного контура, и получить следующее выражение:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.39)

Таким образом, величина от выбора п не зависит, что объясняется тем, что мы пренебрегаем потерями в контуре. При согласовании путем совместного выбора т и n номинальная мощность антеннофидерной системы целиком передастся во входную проводимость активного элемента и развивает на ней одно и то же напряжение

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.40)

При этом действие схемы удобно характеризовать общим коэффициентом трансформации от входа активного фидера до входа активного элемента

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.41)

При согласовании величина Мс должна быть равна

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.42)

При этом коэффициент передачи по напряжению в режиме согласования можно представить в виде

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.43)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При работа схемы может быть описана с помощью коэффициента рассогласования следующим образом:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.44)

Избирательные свойства входного устройства определяются его результирующим затуханием

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.45)

где - затухание контура, рассчитанное с учетом собственных потерь и шунтирующего действия входного активного элемента, равное

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

В режиме согласования .

Рассмотрим как зависит затухание контура входной цепи в режиме согласования от выбора величины . Из последнего выражения следует, что уменьшение снижает затухание, т.е улучшает избирательность входной цепи. Это действие проявляется более или менее заметно в зависимости от соотношения проводимостей и.

При затухание колебательного контура в режиме согласования определяется как, т.е затухание в основном определяется потерями в контуре и не зависит от .

Во втором случае, когда, затухание контура определяется выражением



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.47)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Если, то

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.48)

т.е. при уменьшении затухание быстро убывает, что дает соответствующее улучшение избирательности.

Подводя итоги можно отметить, что неполное включение активного элемента позволяет ослабить шунтирующее влияние ее входных емкости и активной проводимости на контур, что улучшает избирательность входного устройства. Коэффициент передачи по напряжению в режиме согласования при этом убывает слабее, чем меньше резонансная проводимость контура по сравнению со входной проводимостью.

Двойная автотрансформаторная связь позволяет выбрать коэффициент трансформации так, чтобы получить заданную полосу пропускания входной цепи в режиме согласования.

При согласовании результирующее затухание равно и полоса пропускания равна, откуда получаем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.49)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Из соотношения следует

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.50)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Подставляя сюда и, получим

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.51)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Последнее выражение позволяет при заданной полосе пропускания и полной емкости С определить необходимое значение коэффициента трансформации n.

Входное устройство с последовательным включением индуктивности

Как следует из названия этого входного устройства, особенностью схемы является включение индуктивности контура L последовательно между фидером и входом активного элемента. Принципиальная схема входного устройства с последовательным включением индуктивности представлена на рисунке

Рис. 21



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 22

Эквивалентная схема входной цепи может быть представлена в следующем виде

Распределенная емкость катушки представлена на эквивалентной схеме емкостью С. В области относительно высоких частот емкостью Ск можно пренебречь по сравнению с емкостями С1, и С2. Колебательный контур образуется катушкой индуктивности L, емкостью Ск, а также присоединенной параллельно им цепью из последовательно соединенных емкостей С1 и. Емкость этой цепи получается меньше той емкости, которая присоединяется параллельно катушке индуктивности L в обычной схеме входного устройства с параллельным включением индуктивности. Такое уменьшение емкости контура позволяет настраивать входное устройство на более высоких частотах и улучшает его показатели.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Для получения расчетных соотношений представим эквивалентную схему в следующем виде (рис. 4.14).

Полная емкость контура равна. Выход антенного фидера и вход активного элемента присоединены к отводам разных частей емкостной ветви контура, поэтому такая схема подобна двойной автотрансформаторной схеме и отличается от нее лишь использованием емкостного делителя напряжения вместо индуктивного.

Коэффициенты трансформации при этом можно определить следующим образом (приведенные ниже выражения получены при условии, что емкостная проводимость во много раз больше присоединенных параллельно им активных проводимостей)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.52)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 23

Это позволяет перейти к следующей эквивалентной схеме

Рис. 24

Коэффициент передачи по напряжению можно определить как

. (4.54)

Пренебрегая проводимостью контура Gк, действие схемы удобно характеризовать общим коэффициентом трансформации

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(4.55)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

В режиме согласования коэффициент трансформации и коэффициент передачи по напряжению определяется как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.57)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(4.58)

Если емкости С1 и С2 не удовлетворяют условию согласования, то схема работает в режиме рассогласования и режим ее работы можно описать через коэффициент рассогласования. При этом коэффициент передачи по напряжению определяется по формуле

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.59)

Результирующее затухание определяется выражением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.60)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Подводя итоги, можно отметить основные достоинства входного устройства с последовательно включенной индуктивностью:

1. Рассмотренная схема более высокочастотна, чем рассмотренные ранее схемы входных устройств.

2. Эта схема более технологична при настройке, так как в этом случае связь между фидером и входным устройством изменяется за счет изменения емкости С1.

Трансформаторное входное устройство. В этом случае фидер антенны присоединен к катушке связи Lсв, которая индуктивно связана с катушкой индуктивности контура L. Их взаимоиндуктивность обозначена через М. К достоинствам данной входной цепи следует отнести то, что она позволяет использовать симметричный антенный фидер. Симметрия входа и расчетный режим работы устройства могут быть нарушены распределенной емкостью между катушками индуктивности L и Lсв, так как выводы индуктивности связи Lсв включена симметрично относительно потенциала земли, а выводы индуктивности контура L имеют различные потенциалы относительно земли. Для устранения емкостной связи между катушками индуктивности устанавливается электростатический экран в виде заземленной незамкнутой медной сетки. Это позволяет получить только магнитную связь катушек индуктивности.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 25

Особенности схемы: действие антенной цепи изменяет резонансную частоту, так как цепь антенны содержит реактивность катушки связи, вследствие чего она влияет на резонансную частоту входной цепи. В этом отличие от предыдущих схем, где присоединение чисто активной цепи не влияет на резонансную частоту входного колебательного контура.

В режиме согласования вносимое сопротивление из антеннофидерной цепи равно сопротивлению потерь контура, поэтому затухание контура изменяется в два раза ().

Этот вывод тоже совпадает с полученным для автотрансформаторных схем, что объясняется полной аналогией работы. Соответственно для рассматриваемой трансформаторной схемы остаются в силе сделанные выше выводы о влиянии рассогласования, неполного присоединения активного элемента к контуру и т.д.

Особенности входных цепей различных частотных диапазонов

При работе на частотах ниже 100 МГц контур входной цепи реализуется на сосредоточенных L и Сэлементах. На частотах выше 300 МГц катушки индуктивности контура вырождаются в один неполный виток, а требуемая емкость становится соизмеримой с входной емкостью активного элемента совместно с емкостью монтажа, таким образом контур превращается в отрезок линии.

Следовательно, в диапазоне длин волн короче 1 м в качестве колебательного контура необходимо использовать цепи с распределенными параметрами.

Входные цепи на коаксиальных линиях

Входные цепи на коаксиальных линиях используются в диапазоне дециметровых длин волн. В качестве резонаторов при этом используются короткозамкнутые коаксиальные (а) или двухпроводные длинные (б) линии



Рис. 26

Наиболее часто применяются резонаторы на коаксиальных линиях, так как в этом случае достаточно просто решается проблема экранировки колебательных структур. В зависимости от длины коаксиальной линии она может иметь емкостной или индуктивный характер. Входное сопротивление линии без потерь определяется выражением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.62)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где волновое сопротивление коаксиальной линии, l длина линии, длина волны, D, d диаметры внешнего и внутреннего цилиндров коаксиального резонатора.

Коаксиальный контур входной цепи часто образуется отрезком коаксиальной линии, длиной меньше и емкостью С. Схема такой входной цепи представлена на рисунке

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 27

Связь контура с антенной в этом случае обычно автотрансформаторная. Резонанс в контуре обеспечивается подбором либо длины коаксиальной линии либо емкости контура С.

Длина резонатора на резонансной частоте определяется следующим образом

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.63)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Если величина l получается настолько малой, что ее трудно реализовать конструктивно, то можно взять другое значение длины линии.

Место подключения антенного фидера определяется исходя из обеспечения нужного коэффициента включения т

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.64)

Следует отметить, что связь контура входной цепи с антенной может быть автотрансформаторной, трансформаторной и емкостной.

Вход активного элемента к коаксиальному контуру может подключаться либо полностью либо частично, в зависимости от величины входной проводимости этого элемента.

Входные цепи на полосковых линиях

В диапазоне СВЧ широко применяются полосковые линии передачи, представляющие собой металлические плоские проводники (полоски определенных размеров и формы), расположенные на диэлектрике (подложке).

Различают несимметричные (1), симметричные (2), щелевые (3) и компланарные (4) полосковые линии.



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 28

Симметричные полосковые линии имеют хорошую экранировку. На рисунке показан пример выполнения входной цени на полосковых линиях. Колебательный контур образован емкостью С и индуктивностью замкнутого отрезка полосковой линии.

Длину полосковой линии и расстояние 1, от точки подключения антенного фидера до короткозамкнутого конца подсчитывается по тем же формулам, что и для коаксиальных линий.

Рис. 29

Многозвенные полосковые фильтры СВЧ удобнее реализовать в интегральном исполнении на параллельно связанных короткозамкнутых или разомкнутых отрезков полосковых линий. К недостаткам подобных фильтров можно отнести заметные потери в полосе пропускания, невысокую предельную селективность, сложность реализации узких полос пропускания.

Во многом устранить отмеченные недостатки удается во входных цепях, использующие полосовые фильтры на основе более компактной многопроводной структуры.

Примеры реализации таких структур показаны на рисунке. На рисунке показаны фильтры решетчатого (а) и гребенчатого (б) типов.

Рис. 30

Особенностью этих структур полосовых фильтров является формирование в них частотных областей с бесконечным затуханием вблизи полосы пропускания. Это позволяет обеспечить заданную селективность, например, по зеркальному каналу при меньшем числе резонаторов в фильтре и тем самым уменьшить потери в его полосе пропускания.

Входные цепи на объемных резонаторах

В диапазоне сантиметровых и более коротких волн наряду с полосковыми линиями находят применение в качестве избирательных систем входных цепей объемные резонаторы, представляющие собой замкнутый объем прямоугольной или цилиндрической формы. Резонатор выполняется из хорошо проводящего материала, внутренние стенки которого полируются.

Размеры резонатора определяются длиной волны и диапазоном пере стройки входной цепи. Связь резонатора с входным и выходным волноводами осуществляется с помощью диафрагм, от размера и конфигурации отверстий которых зависит степень связи. Перестройка в небольших размерах осуществляется за счет введения (завинчивания) зондов или изменения длины резонатора.

Добротность таких резонаторов составляет несколько тысяч.

К достоинствам таких систем следует отнести:

полную экранировку поля внутри резонатора,

сравнительную простоту изготовления резонатора.

Основным недостатком таких резонаторов является значительная масса и стоимость резонатора.

Входные устройства приемников декаметровых и более длинных волн

В этом диапазоне требования большого коэффициента передачи не имеет особого значения, т.к. достижимая чувствительность не зависит от коэффициента передачи по напряжению входной цепи. Это объясняется тем, что чувствительность приемников рассматриваемого диапазона обычно ограничивается не внутренними шумами, а внешним помехами, которые передаются входной цепью наравне с полезными сигналами так, что соотношение сигнал/шум от коэффициента передачи входной цепи не зависит.

По этой причине обычно жертвуют величиной коэффициента псредачи ради наилучшего удовлетворения наиболее важных для рассматриваемых приемников требований:

высокой избирательности, необходимой вследствие наличия большого числа передатчиков, создающих помехи на опасных частотах и на меньших расстояниях;

диапазонности способности работать с требуемыми показателями при настройке на любую частоту диапазона;

работы от ненастроенных антенн, что вызвано желанием исключить из органов управления приемником ручку настройки антенны;

способности работать от различных антенн, имеющих разброс параметров.

Цепь антенны при наличии в ней реактивности (которая неизбежна при расстроенной антенне) вносит в контур входной цепи как активную, так и реактивную проводимость. Активная вносимая проводимость ухудшает избирательные свойства входного устройства. Вносимая реактивная проводимость сдвигает резонансную частоту контура. Этот сдвиг создает значительные затруднения, так как в современных приемниках роторы переменных конденсаторов различных контуров насаживаются на одну общую ось, которая поворачивается единственной ручкой настройки. Сдвиг резонансной частоты входного контура приводит к тому, что точная настройка входного контура и точная настройка остальных контуров не совпадают. Каким либо образом раз и навсегда скомпенсировать этот сдвиг нельзя, так как он меняется при разбросе параметров антенны.

Для получения требуемой избирательности и умеренного сдвига настройки приходится ослаблять связь контура входного устройства с антенной, что характерно для рассматриваемых входных устройств.

Трансформаторное входное устройство

Принципиальная схема входного устройства представлена на рисунке.

Теория трансформаторной входной цепи допускает дальнейшее развитие, если верхняя частота поддиапазона удовлетворяет условию. При этом для всех частот поддиапазона эквивалентом служит последовательное соединение сосредоточенных, емкости и сопротивления.

Эквивалентная схема входного устройства может быть представлена в виде



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 31

Собственная частота антенной цепи при этом определяется как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.65)

Выбирая ту или иную индуктивность катушки связи , можно получить различные значения . Как будет показано ниже выбор этой частоты существенно влияет на работу входного устройства.

ЭДС, развиваемая в катушке индуктивности контура, определяется коэффициентом взаимоиндуктивности М и током, протекающим в катушке связи

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.66)

где сопротивление антенной цепи, включая и сопротивления катушки связи.

При этом напряжение на выходе входной цепи можно определить как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.67)

После этого резонансным коэффициент передачи определяется следующим образом

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.68)

Затухание d' можно считать примерно постоянным, поэтому коэффициент передачи входной цепи зависит от изменения двух величин частоты настройки входном цепи щ и величины сопротивления антенной цепи zац. Максимальное значение коэффициента передачи по напряжению достигается на резонансной частоте антенной цепи (так как при последовательном резонансе сопротивление контура минимально).

Пели собственная частота антенной цепи лежит выше верхней частоты принимаемого поддиапазона ( ), то имеет место так называемый режим работы с повышением собственной частоты антенной цепи. При этом при увеличении частоты перестройки входного контура коэффициент передачи по напряжению будет изменятся по квадратичной зависимости это связано с тем, что коэффициент передачи линейно зависит от частоты щ и сопротивление zац уменьшается с увеличением частоты настройки. Совместное действие этих факторов и приводит к квадратичной зависимости изменения коэффициента передачи входной цепи. На рисунке приведено изменение указанных величин при перестройке частоты по поддиапазону.



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 32

1 линейная зависимость, связанная с изменением f;

2 зависимость 1/ zац;

3 результирующая кривая изменения К0 от

f0

Таким образом, при работе в режиме с повышением собственной частоты антенной цепи коэффициент передачи входной цепи быстро растет при увеличении частоты настройки. Это является основным недостатком этого режима работы.

Tckb собственная частота антенной цепи понижена по сравнению с низшей частотой поддиапазона ( ),то при увеличении частоты настройки входной цепи сопротивление контура антенной цепи будет увеличиваться, что приводит к тому, что коэффициент передачи входной цепи будет изменяться незначительно по поддиапазону, так как уменьшение коэффициента передачи входной цепи за счет этого фактора компенсируется увеличением коэффициента передачи за счет множителя щ. Соответствующие графики представлены ниже

Таким образом, в этом случае обеспечивается постоянство коэффициента передачи по напряжению входной цепи при изменении настройки входной цепи.

Наконец возможен случай, когда собственная частота антенной цепи попадает в диапазон принимаемых частот. При этом коэффициент передачи по напряжению резко меняется с частотой, достигая максимума вблизи частот. При этом необходимо отметить, что до этой частоты коэффициент передачи изменяется весьма редко, а после резонансной частоты антенной цепи коэффициент передачи изменяется незначительно. Поэтому этот режим практически не применяется.

1 линейная зависимость, связанная с изменением f;

2 зависимость 1/zац;

3 результирующая кривая изменения К0 от

f0

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 33

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 34

1 линейная зависимость, связанная с изменением f;

2 зависимость 1/zац;

3 результирующая кривая изменения К0 от

f0

Из двух других режимов предпочтителен режим с понижением собственной частоты антенной цепи, которая дает слабые изменения резонансного коэффициента передачи по напряжению входной цепи.

Для получения того или другого из указанных выше режимов работы собственную частоту антенной цепи выбирают на основании соотношений

при работе с повышением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.69)

при работе с понижением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.70)

Коэффициент выбирается в пределах (1,3ч3,0), учитывая, что уменьшение приближает максимум резонансной частоты антенной цепи к границам поддиапазонов принимаемых частот, в результате величина коэффициента передачи по напряжению возрастает, но увеличивается его изменчивость по поддиапазону.

Входное устройство с емкостной связью между контуром и антенной



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 35

Антенна соединяется с контуром посредством небольшой емкости связи Ссв. Малая величина этой емкости позволяет ослабить вызываемое антенной потерю избирательности и сдвиг настройки контура по частоте. Эквивалентная схема такой входной цепи имеет вид

Если длина антенны во много раз меньше длины полны сигнала и помехи, то для всех рассматриваемых частот активное сопротивление антенны rа, можно считать постоянным, реактивное сопротивление антенны можно представить в виде, где постоянная емкость.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 36

При этом изменение емкости контура можно оценить как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.71)

Таким образом, влияние антенны эквивалентно изменению емкости контура на независящую от частоты величину . Это влияние нетрудно скомпенсировать, соответственно изменяя емкость подстроечного конденсатора. После такой компенсации опасен лишь разброс емкостей используемых антенн и который вызывает сдвиг настройки контура. Однако выбирая достаточно малой, можно ослабить разброс до приемлемой величины. Задаваясь разбросом емкостей антенн и допустимым сдвигом настройки, можно определить величину.

Резонансный коэффициент передачи по напряжению получается равным:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.72)

При замене антенны активноемкостным эквивалентом упрощается выражение резонансного коэффициента передачи. В этом случае величина определяется как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.73)

Если емкость выбрана в соответствии с правилами, то выполняется условие и сопротивление антенны можно представить как. С учетом этого выражение для коэффициента передачи по напряжению преобразуется к виду

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (4.74)

Это выражение показывает, что при настройке контура емкостью, когда величина L остается постоянной, резонансный коэффициент передачи пo напряжению резко изменяется в пределах поддиапозона

Рис. 37

Если настройка контура производится изменением индуктивности при постоянной величине емкости С, то резонансный коэффициент передачи по напряжению остается постоянным в пределах поддиапазона. Действительно

Размещено на http: //www. allbest. ru/

и. (4.75)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

В заключение укажем, что емкостная связь антенны с контуром иногда комбинируется с трансформаторной связью, причем последнюю выполняют с пониженной собственной частотой антенной цепи. Такое входное устройство называют входной цепью с индуктивноемкостной связью с антенной. Принципиальная схема входной цепи этого типа представлена



Рис. 38

В такой схеме при настройке контура емкостью действие трансформаторной связи с антенной несколько уменьшает резонансный коэффициент передачи по напряжению K0, при повышении резонансной частоты, емкостная связь увеличивает. В результате чего величина К0 может быть сделана почти одинаковой для всех частот поддиапазона.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 39

1 изменение K0 для трансформаторной связи;

2 для емкостной связи;

3 результирующая кривая изменения К0 от f0.

При расчете такой схемы необходимо учитывать, что затухание и расстройки, вносимые в контур через каждую из двух применяемых связей, складываются, поэтому величина взаимоиндуктивности М и величину емкости связи Ссв, следует брать приблизительно вдвое меньше, чем это определяется расчетом по выведенным выше формулам. Найдя отдельно величины К0 для трансформаторной и емкостной связи с антенной, следует затем их суммировать.

Входная цепь с ферритовой антенной

Ферритовую антенну можно рассматривать как источник ЭДС с индуктивным сопротивлением. В контуре наводится ЭДС, где Е напряженность электромагнитного поля принимаемого сигнала, h действующая высота магнитной антенны.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При настройке контура в резонанс с частотой сигнала напряжение на контуре равно

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 40

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, где Qэкв - эквивалентная добротность антенного контура. Если транзистор последующего каскада подключен к контуру частично (m2), то напряжение на его выходе и коэффициент передачи по напряжению соответственно равны

Размещено на http: //www. allbest. ru/

и. (4.76)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

В простейшем случае используются автотрансформаторная либо трансформаторная связи. Однако простейшим схемам присущи следующие недостатки.

С перестройкой контура в диапазоне от до полоса входной цепи при Q=const увеличивается, а избирательность по зеркальному каналу ухудшается. При этом необходимо помнить, что требуемую полосу пропускания необходимо обеспечить на минимальной частоте поддиапазона, а требуемую избирательность по зеркальному каналу на частоте. Выполнить оба указанных требования одновременно при простейшей связи антенного контура с транзистором трудно, поэтому используют более сложную, так называемую комбинированную цепь связи с активным элементом.

Рис. 41

При перестройке контура по частоте от минимального значения до максимального связь контура с транзистором уменьшается, что приводит к уменьшению затухания в контуре. Следовательно, это приводит к уменьшению полосы пропускания антенной цепи и избирательность по зеркальному каналу удается сохранить более постоянной по поддиапозону.

Ферритовые антенны применяются на длинных и средних волнах. К достоинствам этих антенн следует отнести небольшие массу и габариты, пространственную селективность и сравнительно высокую добротность контура. Однако действующая высота антенны мала (2ч10 см).

Борьба с приемом помех на промежуточной частоте

В супергетеродинных приемниках опасен прием на промежуточной частоте. Поэтому необходимо обеспечить большое подавление сигналов на промежуточной частоте в цепях до преобразователя частоты. С этой целью во входные устройства вводятся специальные заградительные фильтры.

Таким фильтром может служить либо последовательный контур, настроенный на промежуточную частоту и включенный параллельно входу приемника, либо параллельный контур, включенный последовательно между антенной и входом активного элемента.

Схемы таких устройств приведены ниже

Рис.42

Рис.43

Более совершенный заградительный фильтр представлен на рисунке

Рис.44

Параметры элементов схемы выбираются из следующих соотношений:

для емкостей и индуктивности заградительного контура

Размещено на http: //www. allbest. ru/

; (4.77)

для сопротивления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (4.78)

где затухание контура фильтра, L индуктивность заградительного фильтра.

Приведенная схема отличается высоким подавлением сигналов на промежуточной частоте и используется в высококачественных приемных устройствах.

V. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ

УРЧ представляют собой активные частотноизбирательные каскады приемников, работающих на фиксированной частоте или в диапазоне частот. Они применяются для обеспечения высокой чувствительности радиоприемных устройств за счет предварительного усиления сигнала и его частотной селекции.

Основные требования и качественные показатели

Размещено на http: //www. allbest. ru/

1. Резонансный коэффициент усиления по напряжению

Размещено на http: //www. allbest. ru/

или по мощности

где Gвх, Gн активные составляющие проводимостей входа и нагрузки усилителя.

2. Частотная избирательность главным образом по зеркальному каналу супергетеродинных приемников

Размещено на http: //www. allbest. ru/

3. Коэффициент шума УРЧ, который в значительной мере определяет способность приемника воспроизводить полезную информацию при малых уровнях принимаемого сигнала. С точки зрения минимального уровня шумов достаточно, чтобы коэффициент усиления по мощности УРЧ был на уровне 10100, поэтому требуемое число каскадов обычно не превышает двух.

4. Устойчивость, характеризует отсутствие самовозбуждение усилителя.

Кроме того УРЧ по своим показателям должны обеспечивать усиление сигналов в определенном динамическом диапазоне с искажениями, не превышающими заданного уровня.

Учитывая, что УРЧ работает в режиме усиления слабых сигналов, будем считать усилительный прибор линейным активным 4х полюсником.

Резонансный усилительный каскад умеренно высоких частот

В диапазоне умеренно высоких частот (f < 300 МГц) для описания свойств усилительных каскадов удобно использовать систему Yпараметров, в которой уравнение линейного 4полюсника записывается в виде (5.1)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.1)

напряжения и токи на входе и выходе 4полюсника соответственно, параметры в режиме короткого замыкания по входу и выходу 4полюсника.

Наиболее общая схема резонансного каскада может быть представлена в виде

Рис. 45

На рисунке представлена схема резонансного усилителя, в которой к контуру LC частично подключены как выход транзистора VT1, так вход следующего каскада на транзисторе VT2. В обоих случаях применяется автотрансформаторная связь. Однако в таком усилителе указанные связи могут быть реализованы и другим известным способом, например, трансформаторным.

Элементы R1, R2, применяются для задания режима работы активного элемента VT1 по постоянному току. Необходимая фильтрация по питанию осуществляется фильтром Rф, Cф. Расчет этих элементов производится аналогично, как это делается для апериодических усилителей. Поэтому вопросы задания рабочей точки резонансных усилителей здесь не рассматриваются.

Независимо от типа связи усилительного прибора с резонансным контуром резонансный усилитель можно представить в виде следующей эквивалентной схемы

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 46

Из представленной эквивалентной схемы следует, что

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.2)

При использовании двойной автотрансформаторной связи проводимость нагрузки может быть представлена как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.3)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Коэффициент усиления по напряжению можно получить, если использовать выражения (5.1) и (5.2). С учетом этих выражений можно получить

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.4)

Из последнего выражения можно получить

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.5)

Откуда получаем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.6)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где полная эквивалентная проводимость контура.

Резонансные свойства каскада определяются частотной характеристикой проводимости, а последняя соответствует резонансной характеристике колебательного контура LC. Эквивалентное сопротивление колебательного контура, включенного в коллекторную цепь транзистора можно представить следующим образом



Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.7)

Полное эквивалентное сопротивление контура можно представить

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.8)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где обобщенная расстройка контура.

Коэффициент усиления каскада на резонансной частоте можно представить как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.9)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

коэффициент трансформации от выхода первого активного элемента до входа следующего.

С учетом этого для резонансного каскада получим следующее выражение для коэффициента усиления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.10)

По структуре полученная формула соответствует формуле для определения коэффициента усиления апериодического каскада, только в качестве нагрузки в последнем используется резонансный контур.

Устойчивость резонансного каскада

Входная проводимость каскада УРЧ как линейного 4полюсника определяется из первого выражения системы (5.2)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.11)

Из последнего выражения следует, что за счет внутренней обратной связи в транзисторе на вход усилительного прибора вносится проводимость

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.12)

значение и характер которой зависит от расстройки нагрузочного контура.

Для биполярных транзисторов на частотах, меньших предельной частоты усиления по крутизне f можно положить

Размещено на http: //www. allbest. ru/

и.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Тогда подставляя в виде, найдем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.14)

Отсюда видно, что при индуктивной расстройке нагрузочного контура В<0 и, следовательно, величина Gвн отрицательна. Можно показать, что максимальное значение отрицательной проводимости равно



Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.15)

Оценим устойчивый коэффициент усиления резонансного каскада на транзисторах. Для этого запишем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.16)

Отсюда при можно получить значение устойчивого коэффициента усиления резонансного каскада

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.17)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Внесение во входную цепь транзистора отрицательной проводимости Gвн тождественно возникновению в схеме положительной обратной связи (регенерации) за счет действия проходной проводимости. Если, то усилитель оказывается на грани самовозбуждения.

Различают два режима работы транзисторного усилителя безусловно устойчивый и условно устойчивый.

В первом режиме схема устойчива при произвольных пассивных нагрузках (по входу и выходу транзистора), а во втором режиме при некоторых нагрузках возможно самовозбуждение. Вследствие комплексного характера Yпараметров и их зависимости от режима транзистора по постоянному току на одном и том же транзисторе для различных схем включения и частотных диапазонов усилитель может быть безусловно устойчивым или условно устойчивым.

Методы повышения устойчивости резонансных каскадов

Поскольку опасность самовозбуждения усилителя радиочастоты связана с наличием обратной связи через Y12 активного прибора, то можно определить следующие способы повышения устойчивости резонансных каскадов:

применение схем нейтрализации внутренней обратной связи;

включение апериодических каскадов усиления между резонансными каскадами (использование каскодных схем резонансных усилителей).

При нейтрализации внутренней обратной связи используется внешняя обратная связь, с выхода резонансного каскада на его вход. В этом случае напряжение обратной связи подаваемое по внешней цепи обратной связи должно быть противофазно напряжению внутренней обратной связи. При этом подбирая проводимость цепи внешней обратной связи можно полностью на определенной частоте нейтрализовать действие внутренней обратной связи. Одна из возможных схем УРЧ с нейтрализацией представлена на рисунке

Рис. 47

Большее устойчивое усиление достигается за счет того, что часть инвертированного нагрузочным контуром выходного напряжения через нейтрализующую цепь Rнт и Снт подается на базу транзистора и компенсирует действие проводимости обратной связи Y12.

Второй способ состоит в том, что между нагрузочными контурами, включенными на входе и выходе резонансного усилителя включается апериодический усилитель. Тем самым уменьшается внутренняя обратная связь между нагрузочными контурами. В этом случае апериодический и резонансные каскады образуют один эквивалентный усилительный каскад. Апериодический и резонансный каскады могут быть собраны по любой из известных схем (с общим коллектором, базой и эмиттером). Однако наиболее устойчивым является соединение каскадов общий эмиттер общая база.

УРЧ приемных устройств умеренно высоких частот в настоящее время обычно выполняются на универсальных и специализированных микросхемах. Полупроводниковые интегральные микросхемы (ИМС) применяются

на частотах f<100 МГц, а на более высоких частотах используются гибридные ИМС, позволяющие реализовать меньший коэффициент шума. Современные ИМС, на которых реализуются УРЧ выполняются на нескольких (от двух до 4транзисторов) соединенных между собой непосредственно, что позволяет повысить устойчивость работы схемы и обеспечит значительное усиление. Введение в ИМС вспомогательных транзисторов и диодов улучшает стабилизацию режима активных элементов и дает возможность регулировать усиление УРЧ. Достаточно часто в ИМС применяется соединение двух транзисторов каскодная схема ОЭОБ. Если применяемые транзисторы близки по своим параметрам, то общий коэффициент усиления по напряжению определяется каскадом включенным по схеме с обшей базой. Первый каскад, собранный по схеме с общим эмиттером, имеет коэффициент усиления по напряжению близкий к 1 и большой коэффициент усиления по мощности. Поэтому указанная схема при высокой устойчивости обладает и малым коэффициентом шума. Устойчивость схемы достигается за счет малой обратной проводимости обратной связи транзисторной пары ОЭОБ.

Транзисторные малошумяшие усилители диапазона СВЧ

Современные биполярные и полевые СВЧтранзисторы позволяют разработать малошумящие усилители дециметрового, сантиметрового и миллиметрового диапазона волн. В диапазоне 46 ГГц широко используются биполярные транзисторы, а в более высокочастотном диапазоне лучшие показатели имеют полевые транзисторы.

По численным оценкам полевые транзисторы в будущем могут быть созданы для работы в диапазоне частот до 1000 ГГц, при этом коэффициент шума на частотах 200 ГГц составит 4 дб. Современные лучшие полевые транзисторы имеют коэффициент шума 1,3 дб на частотах 12 ГГц и 4 дб на частоте 30 ГГц при коэффициенте усиления 11 и 5 дб соответственно.

Расчеты транзисторных СВЧусилителей удобно проводить, представляя транзистор как 4х полюсник с известными (как правило, экспериментально измеренными) параметрами рассеяния или Sпараметрами. Эти параметры СВЧтранзисторов можно измерить гораздо точнее, чем параметры элементов эквивалентной схемы транзистора. Обычно рассчитывается один каскад усилителя, а требуемое усиление реализуется путем каскадного соединения отдельных усилителей.

Функциональная схема однокаскадного усилителя имеет вид

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 48

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Отражения от входных и выходных сопротивлений на зажимах транзистора и усилителя соответственно, и коэффициенты отражения от сопротивлений генератора и нагрузки, трансформированных через трансформаторы Тр1 и Тр2 к входным и выходным зажимам транзистора.

волновое сопротивление подводящих линий передачи.

Усилители могут быть безусловно устойчивыми и условно устойчивыми. Для безусловно устойчивого усилителя возможно двухстороннее комплексносопряженное согласование

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.18)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Двухстороннее комплексносопряженное согласование достигается выбором структуры и элементов трансформаторов Тр1 и Тр2. При этом коэффициент усиления по мощности максимален и равен

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.19)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где инвариантный коэффициент устойчивости.

Для условно устойчивого усилителя двухстороннее комплексносопряженное согласование невозможно, так как входное или выходное сопротивление имеет отрицательную действительную часть. Однако и в этом случае можно обеспечить устойчивую работу усилителя, выбрав должным образом внешние пассивные нагрузки усилителя, т.е. задавшись величинами Гг и Гн.

Часто применяемый способ обеспечения устойчивой работы условно устойчивого усилителя состоит в том, что с помощью стабилизирующих цепей добиваются безусловной устойчивости эквивалентного 4хполюсника "транзистор стабилизирующая цепь".

Простейшая стабилизирующая цепь представляет собой резистор, подключаемый последовательно (или параллельно) к выходным зажимам транзистора. Стабилизирующий резистор компенсирует с некоторым запасом отрицательную часть выходного сопротивления (проводимости) непосредственно на зажимах транзистора во всем частотном диапазоне благодаря чему эквивалентный 4хполюсник становится безусловно устойчивым.

Стабилизирующий резистор можно подключать и к входным зажимам транзистора, однако при этом увеличивается коэффициент шума усилителя.

В широкополосных СВЧ-усилителях используются более сложные стабилизирующие цепи Т и П-образные 4хполюсники на элементах с сосредоточенными либо распределенными параметрами и искусственно введенными потерями. Такие стабилизирующие цепи выполняют одновременно функции выравнивания АЧХ усилителя в широкой полосе частот.

Вопросы оптимизации транзисторных СВЧ малошумящих усилителей в настоящее время решают с помощью ЭВМ. Тем не менее можно высказать ряд рекомендаций, которые позволяют значительно сократить объем вычислений.

Полоса пропускания СВЧ-усилителей обычно не превышает 10ч15%. В такой полосе частот Sпараметры транзисторов в первом приближении можно считать постоянными, что позволяет аппроксимировать входные и выходные сопротивления с помощью простейших RC и RLцепей и воспользоваться известными соотношениями для расчета полосы пропускания согласно теории согласования комплексных нагрузок с линией передачи.

Если структура трансформаторов Тр1, и Тр2 уже выбраны на этапе расчета коэффициента усиления или шума на заданной частоте, то всегда можно численно определить полосу пропускания.

Определенное противоречивое требование обеспечения высокого качества согласования усилителя по входу и выходу и получение минимального коэффициента шума, удачно разрешается при использовании балансной схемы усилителя. В простейшем виде она содержит два квадратурных направленных ответвителя НО, между которыми включены два одиночных транзисторных каскада.

Благодаря высокому качеству согласования из отдельных балансных усилителей легко строится многокаскадный усилитель.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 49

Транзисторные УРЧ являются входными усилительными каскадами радиоприемного устройства и работают в сложной электромагнитной обстановке, поскольку возможны достаточно интенсивные помехи. В этих условиях за счет нелинейности вольтамперных и вольтфарадных характеристик транзисторов в УРЧ возникают нелинейные эффекты, ухудшающие реальную чувствительность. Поэтому необходимо повышать линейность этих усилителей.

Существенное ослабление нелинейных эффектов УРЧ достигается за счет использования во входных каскадах мощных (среднемощных) транзисторов и каскадов, охваченных отрицательной обратной связью (ООС).



Рис. 50

Применение ООС в транзисторных УРЧ целесообразно при определенной глубине обратной связи.

Для того, чтобы цепи ООС существенно не ухудшали коэффициента шума транзисторного УРЧ, их выполняют на реактивных элементах с малыми потерями, например, высокочастотных трансформаторах.

В диапазонных транзисторных УРЧ перестройка контуров обычно производится с помощью варикапов.

Регенеративные малошумящие усилители диапазона СВЧ

Многие из применяющихся в настоящее время малошумящих усилителей являются регенеративными или усилителями с положительной обратной связью, которая сопровождается внесением в сигнальную цепь отрицательной проводимости. Поэтому часто их называют усилителями с отрицательной проводимостью или усилителями с отрицательным сопротивлением.

В зависимости от физической основы создания эффекта отрицательной проводимости регенеративными могут быть квантовые парамагнитные усилители, параметрические усилители, усилители на тунельных диодах и т.д.

Эти усилители характеризуются рядом общих свойств, которые рассматриваются далее.

В регенеративных СВЧ-усилителях регенерирующий элемент обычно включается в колебательную систему, определенным образом связанную с источником сигнала и нагрузкой. В общем случае эта связь может осуществляться через одну или две пары зажимов. Соответственно различают отражательные и проходные регенеративные усилители.

Отражательные усилители для разделения приходящей волны и усиленной отраженной сигнальной волны предполагают использование невзаимных устройств ферритовых циркуляторов, а а проходных вентили.

Упрощенные структурные схемы отражательного и проходного усилителей представлены на рисунке

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 51

Рис. 52

Усилитель проходного типа

Коэффициент усиления по мощности усилителя отражательного типа определяется как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.20)

где Ротр мощность отраженной волны сигнала;

Рпад мощность сигнала от источника;

zвх входное сопротивление резонатора с регенерирующим элементом;

z0 волновое сопротивление плеча циркулятора.

Эквивалентные схемы отражательного и проходного усилителей можно представить следующим образом

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 53

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 54

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Для эквивалентной схемы отражательного усилителя характерно то, что в ней присутствует лишь одно вносимое сопротивление. Это объясняется тем, что резонатор подключается к одному плечу циркулятора и сопротивление генератора и нагрузки, вносимые в контур, оказываются физически совмещенными.

Оценим параметры таких усилителей. Первоначально рассмотрим усилитель проходного типа.

Коэффициент усиления по мощности такого усилителя определяется по формуле

...