Устройства приема и обработки сигналов

. (8.1)

Из этого выражения следует, что ток iвых содержит составляющие различных частот , 2 и составляющую нулевой частоты. Таким образом, в выходном токе возникают новые частотные составляющие. Составляющая с нулевой частотой является результатом детектирования входного сигнала, выделяемого на апериодической нагрузке детектора. Таким образом, напряжение на выходе синхронного детектора имеет вид:

. (8.2)

Для выделения продетектированного сигнала используется фильтр, состоящий из параллельной RнCн цепи. Выходное напряжение синхронного детектора равно:

. (8.3)

Амплитудный детектор создает напряжение в соответствии с законом изменения амплитуды входного сигнала. Кроме того, напряжение Uвых зависит от разности фаз

.

Таким образом, параметрический амплитудный детектор реагирует одновременно на два параметра входного сигнала Uс, fс. Для работы синхронного детектора необходимо, чтобы фазы гетеродина и сигнала совпадали (либо были противофазны), а напряжение на выходе в синхронном режиме равно . При этом имеем .

Если

, то

и напряжение на выходе . Следовательно, необходима не только синхронность, но и синфазность напряжения гетеродина с напряжением сигнала.

Для реализации синхронности и синфазности гетеродина создается специальная цепь синхронизации, включающая в себя фильтр для выделения несущего колебания Uс, которое подводится к фазовому детектору системы автоматической подстройки частоты гетеродина

Рис. 73 Структурная схема преобразователя частоты с автоматической подстройкой частоты

Среди основных достоинств синхронного детектора выделим следующие:

- линейность амплитудной характеристик, начиная с очень слабых сигналов;

- частотная избирательность осуществляется за счет изменения параметров выходного фильтра (при этом легко получить узкую полосу пропускания всей системы), а частота настройки синхронного детектора определяется частотой гетеродина.

В радиолокации нашел широкое применение, так называемый, асинхронный режим работы синхронного детектора. В этом случае разность фаз гетеродина и сигнала меняется по случайному закону, в результате чего амплитуда отраженного импульса изменяется в зависимости от разности фаз. Это создает на выходе системы флуктуирующий сигнал по амплитуде, в то время как сигналы от местности приходят с неизменной фазой, а амплитуда сигналов от местных предметов не флуктуирует. Таким образом, удается выделить сигнал от цели на фоне местных неподвижных предметов.

8.4 Диодные детекторы

В качестве нелинейного элемента в этом типе детекторов используются диоды. Различают два типа диодных детекторов:

- АД последовательного типа;

- АД параллельного типа.

Название детекторов определяется включением диода относительно нагрузки. Принципиальные схемы диодных детекторов приведены на рис.

На вход амплитудного детектора подается высокочастотный сигнал, промодулированный по амплитуде. На диоде VD происходит нелинейное преобразование сигнала и на нагрузке детектора выделяется продетектированный сигнал Uвых. В ряде случаев для повышения линейности на начальном участке применяются дополнительные источники постоянного смещения Е0.



Рис. 74 Принципиальные схемы амплитудных детекторов: а) последовательного типа, б) параллельного типа

Эпюры напряжений, показывающие процесс формирования выходного сигнала, приведены на рис

Рис. 75 Эпюры напряжений выходного сигнала

В первоначальный момент времени напряжение на конденсаторе нагрузке равно 0, поэтому заряд конденсатора начинается с момента времени t0. К моменту времени t1 напряжение на конденсаторе нагрузочной цепи достигает значения U1. После момента времени t1 начинается разряд конденсатора через сопротивление нагрузки детектора. Затем в момент времени t2 начинается новый цикл заряда конденсатора нагрузки, так как высокочастотное напряжение превышает напряжение на конденсаторе нагрузки. Затем процесс заряда и разряда конденсатора нагрузки циклически повторяется.

При анализе АД обычно считают, что диод - безынерционный, а постоянная времени цепи нагрузки

много больше периода высокочастотных колебаний. Аналитические методы расчета наиболее полно разработаны для слабых и сильных сигналов. При этом понятие слабого и сильного сигнала относительно и зависит от свойств применяемого нелинейного элемента.

Для случая детектирования слабых сигналов получено выражение для уравнения детекторной характеристики в следующем виде:

. (8.5)

Из последнего выражения следует, что детекторная характеристика диодного детектора при слабых сигналах имеет вид квадратичной параболы. Поэтому диодные детекторы слабых сигналов часто называют квадратичными.

Квадратичность детекторной характеристики приводит к значительным нелинейным искажениям АМ-сигнала. Для этого случая коэффициент нелинейных искажений может быть определен по следующей формуле:

, (8.6)

где m - коэффициент модуляции принимаемого сигнала.

Поскольку допустимый коэффициент искажений в радиовещании не превышает нескольких процентов (менее 5%), то это налагает ограничения на допустимую глубину АМ-колебания в передатчике (m < 20%). При этом очень непроизводительно расходуется мощность передатчика, вкладываемая в несущее колебание. В этом состоит главная причина, по которой детектирование слабых сигналов не применяется в современных связных и радиовещательных приемниках.

Дополнительными недостатками квадратичного амплитудного детектора являются низкий коэффициент передачи

обычно не более сотых долей, и расширение динамического диапазона выходных сигналов, затрудняющих работу последующих каскадов. Поскольку емкость нагрузки детектора обладает очень малым сопротивлением для тока высокой частоты, то входное сопротивление детектора с нагрузкой такое же, как для короткозамкнутого детектора и определяется по формуле:

. (8.7)

Таким образом, входное сопротивление диода в рабочей точке определяется параметрами нелинейного элемента и не зависит от величины сопротивления нагрузки.

Основными областями применения квадратичных детекторов являются измерительная техника, регистрация излучений.

8.5 Амплитудные детекторы в режиме детектирования сильных сигналов

При детектировании сигналов с амплитудой в детекторную характеристику можно представить в виде кусочнолинейной функции. В этом случае процесс детектирования можно пояснить с помощью эпюр напряжения, представленных на рис. 8.5.

Согласно рис. 8.5, выпрямленное напряжение на выходе детектора можно определить следующим образом:

. (8.8)

С учетом этого коэффициент передачи детектора при детектировании сильных сигналов равен

. (8.9)

Угол не зависит от U0 и, следовательно, эффекты детектирования по току и напряжению пропорциональны амплитуде входного напряжения. Уравнением детекторной характеристики является прямая с угловым коэффициентом, равным cos. Это дает основание называть детектор сильных сигналов линейным детектором. Однако, следует отметить, что по принципу действия "линейный детектор" сугубо нелинейное устройство с гораздо более выраженной нелинейностью, чем у квадратичного детектора.

Угол отсечки определяется по формуле:

, (8.10)

где S - крутизна диодной характеристики, R - нагрузка детектора.

Если на детектор подается АМ-сигнал, а сам детектор линеен и безынерционен по отношению к огибающей, то

. (8.11)

Рис. 76 Эпюры напряжений при детектировании сигналов сильной амплитуды

Отсюда

. (8.12)

С учетом этого коэффициент передачи амплитудного детектора при детектировании АМ-колебания определяется выражением

. (8.13)

Таким образом, идеальный безынерционный детектор не создает нелинейных искажений огибающей, так как его коэффициент передачи постоянен и равен cos. Величина коэффициента передачи детектора может быть очень близкой к единице при достаточно большом произведении SR. Это приводит к тому, что в современных приемниках применяют, как правило, режим детектирования сильных сигналов.

Входное сопротивление детектора в этом режиме определяется по формуле:

. (8.14)

При короткозамкнутом детекторе (R=0, =/2) входное сопротивление в режиме короткого замыкания равно:

, (8.15)

где Ri внутренне сопротивление диода.

При большом сопротивлении нагрузки () и входное сопротивление детектора определяется выражением:

. (8.16)

Выше приведенные соотношения получены при условии неподвижности рабочей точки диода при подаче напряжения Uвх, т.е. .

В реальных условиях значение Сн ограничено, что приводит к снижению коэффициента передачи детектора и углублению пульсаций выходного напряжения.

При изменении Сн от бесконечности до 0 при достаточно большом произведении SR коэффициент передачи детектора изменяется от 1 до 0,3. При выборе величины емкости нагрузки детектора необходимо, чтобы выполнялось условие , т.е. емкость нагрузки должна быть намного больше проходной емкости диода.

8.6 Искажения сигнала при детектировании

При детектировании сильных сигналов возможны два вида искажений:

- частотные искажения, связанные с неправильным выбором постоянной времени цепи нагрузки детектора;

- нелинейные искажения, обусловленные переходным конденсатором на выходе амплитудного детектора.

Остановимся на частотных искажениях, связанных с неправильным выбором постоянной времени цепи нагрузки детектора.

На рис. представлен эпюр детектирования амплитудно-модулированного сигнала. Из представленного эпюра видно, что основные искажения сигнала наблюдаются при разряде конденсатора нагрузки в тот момент, когда напряжение огибающей меньше, чем напряжение на конденсаторе нагрузки Uc.

Для уменьшения частотных искажений необходимо уменьшать постоянную времени цепи нагрузки детектора . Для АМ-сигналов с глубиной модуляции m и частотой модуляции условие безынерционности цепи нагрузки детектора записывается следующим образом:

, (8.17)

где - частота модуляции.

Рис. 77 Эпюр детектирования амплитудно-модулированного сигнала

Для достижения большего коэффициента передачи необходимо выбирать сопротивление нагрузки R как можно больше. Однако величина R ограничена допустимым минимальным значением емкости нагрузки (величина емкости нагрузки должна быть намного больше величины проходной емкости диода).

Рассмотрим второй вид искажений. Этот тип искажений связан с введением разделительного конденсатора между детектором и первым каскадом усиления низкой частоты. Принципиальная схема детектора для этого случая приведена на рис.



Рис. 78 Принципиальная схема детектора

Если выходное напряжение детектора подается на следующий каскад через разделительную емкость СР, то заряд этой емкости может привести к запиранию диода детектора и при этом прекращается процесс детектирования. Емкость разделительного конденсатора СР выбирается достаточно большой, чтобы снизить частотные искажения сигнала в области низких частот. Поэтому этот вид искажений не зависит от частоты модуляции (так как запирающее действие проявляется для всех модулирующих частот). Очевидно, что запирающее действие напряжение на разделительном конденсаторе будет проявляться, начиная с определенного значения коэффициента модуляции. Сигнал с искажениями такого рода представлен на рис.

Рис. 79 Сигнал с искажениями

Связано это с тем, что сопротивление детектора по постоянному и переменному току различно. При этом полное сопротивление нагрузки для токов модулирующих частот равно , где RР - сопротивление цепи справа от разделительного конденсатора (входное сопротивление усилителя низкой частоты). В то же время сопротивление детектора для постоянного тока равно сопротивлению нагрузки . Следовательно, сопротивление нагрузки детектора для переменной и постоянной составляющих различны, при чем последняя больше, т.е. .

Амплитуда тока низкой частоты

. (8.18)

Через резистор R проходит постоянная составляющая тока

. (8.19)

Отсечка тока через диод наступает тогда, когда .

Исходя из этого, предельное значение коэффициента модуляции, при котором наблюдаются искажения сигнала можно определить следующим образом:

(8.20)

Или

. (8.21)

Поскольку обычно m = 0,8 0,9 то выполнение приведенных выше соотношений может оказаться затруднительным, особенно при использовании транзисторных усилителей с малым входным сопротивлением.

Следовательно, для того чтобы уменьшить искажения этого типа необходимо на выходе детектора ставить усилительные каскады с большим входным сопротивлением (например, на полевых транзисторах или лампах, либо в качестве первого каскада применять эмиттерный повторитель с большим входным сопротивлением).

Для уменьшения указанных искажений в усилителях на биполярных транзисторах, кроме того, можно использовать высокоомный делитель напряжения после разделительного конденсатора, выходной сигнал с которого снимается с низкоомного плеча. В этом случае можно пренебречь влиянием низкого входного сопротивления усилительного каскада на биполярных транзисторах. Однако более предпочтительным является применение детекторов с разделенной нагрузкой

Рис. 80 Принципиальная схема детектора

В этом случае нагрузка по постоянному току состоит из двух сопротивлений Rн1 и Rн2. Продетектированный сигнал на вход УНЧ снимается с сопротивления Rн2. При этом разделительный конденсатор заряжается до значительно меньших напряжений и влияние его запирающего действия резко уменьшается. Однако деление нагрузки АД приводит к уменьшению коэффициента передачи детектора, так как продетектированное напряжение, подаваемое на следующий каскад, снимается не со всего резистора нагрузки. Конденсатор нагрузки состоит из двух конденсаторов Сн1 и Сн2. и с учетом их включения обеспечивает лучшую фильтрацию для промежуточной частоты.

8.7 Особенности АД на биполярных транзисторах

Транзисторные детекторы применяются обычно в сравнительно простых и дешевых радиоприемных устройствах. Их основные преимущества по сравнению с диодными амплитудными детекторами состоят:

-в возможности одновременного усиления сигнала, т.е. получение коэффициента детектирования значительно больше единицы;

- в возможности получения большой абсолютной мощности продетектированного сигнала, что облегчает возбуждение последующих каскадов, обладающих малым входным сопротивлением.

По остальным параметрам транзисторные детекторы уступают диодным, так как они обладают

- большими нелинейными искажениями;

- меньшей перегрузочной способностью;

- малым входным сопротивлением.

В транзисторных детекторах детектирование может производится за счет нелинейности базового, коллекторного и эмиттерного токов. При этом далеко не всегда возможно создание режима чисто базового, коллекторного или эмиттерного детектирования, так как одновременно сказываются нелинейности токов других электродов.

Транзисторы в детекторных каскадах чаще всего включаются по схеме с общим эмиттером, реже по схеме с общим коллектором, и устанавливают в заведомо нелинейный режим в отличие от аналогичных транзисторов, включенных по схеме усилительных каскадов. Типичная схема транзисторного детектора приведена на рис.



Рис. 81 Принципиальная схема транзисторного детектора

Делитель напряжения RБ1, RБ2 должен создавать небольшое (сотые доли вольта) отпирающее напряжение на базе. При этом маломощные транзисторы, обычно используемые в детекторных каскадах, дают наибольший эффект детектирования. Однако это напряжение может быть равно и нулю, что лишь незначительно снижает эффект детектирования. Конденсатор СБ необходим для того, чтобы все входное напряжение прикладывалось к промежутку база эмиттер.

Транзистор работает в таком режиме, при котором резко проявляется нелинейность коллекторного тока от входного напряжения. Основной эффект детектирования здесь получается за счет коллекторного детектирования, но полностью избежать базового детектирования в этом случае нельзя, так как всегда имеется нелинейность характеристики базового тока. Входное сопротивление транзисторных детекторов при малых и средних амплитудах сигнала, когда отсутствует отсечка базового тока, в первом приближении находят так же, как для усилительных схем в режиме короткого замыкания на выходе (сопротивление емкости Сн - мало).

При наличии отсечки базового тока (режим сильных сигналов) входное сопротивление увеличивается за счет снижения амплитуды базового ток сигнальной частоты. В этом случае характерными значениями параметров являются -

, .

8.8 Импульсный детектор

Наиболее распространенными являются диодные импульсные детекторы в силу их высокой перегрузочной способности, простоты схемы и наличия малых нелинейных искажений.

Особенности импульсных детекторов рассмотрим на примере последовательного диодного детектора. В первую очередь, интерес представляют следующие искажения импульса - растяжение переднего и заднего фронтов импульса, а также срез (спад вершины импульса).

Пусть на входе детектора действует радиоимпульс, с прямоугольной огибающей. Тогда в момент t = 0 на нагрузке детектора напряжение равно нулю и поэтому в этот момент угол отсечки = /2 (рис. 8.11).

По мере заряда нагрузочного конденсатора и появления напряжения на нагрузке рабочая точка смещается влево и угол отсечки детектора стремится к некоторому установившемуся значению угла отсечки. В соответствии с этим изменяется и входное сопротивление детектора от Rвх=2Ri до входного сопротивления в установившемся режиме

.

Одновременно изменяется полное нагрузочное сопротивление каскада, работающего на детектор, что приводит к изменению коэффициента усиления этого каскада.

Поэтому форма импульса на входе детектора (напряжение на контуре резонансного каскада Uк) отличается от прямоугольной.

Это значительно усложняет расчет времени установления видеоимпульса на выходе детектора. Анализ приводит к приближенной расчетной формуле:

, (8.22)

где Rк - резонансное сопротивление контура без учета входного сопротивления детектора.

После окончания входного импульса диод при детектировании сильных сигналов практически заперт (остается только его обратное сопротивление Rобр). При этом разряд конденсатора нагрузки происходит через сопротивление нагрузки и включенное параллельно ему обратное сопротивление диода. Следовательно, форма заднего фронта можно считать экспоненциальной и время спада заднего фронта определить по формуле:

. (8.23)



Рис. 82 Эпюры напряжений

Обычно и сопротивление нагрузки R рассчитываются по допустимому времени спада при выбранной емкости С. При этом должно удовлетворяться условие, что (емкость нагрузки во много раз больше проходной емкости диода).

8.9 Фазовые детекторы

Как известно, фазомодулирванное колебание можно представить в следующем виде

. (8.24)

Для выделения информации содержащейся в изменении фазы применяются фазовые детекторы. В фазовых детекторах для компенсации фазы используется специально генерируемое гармоническое опорное колебание с частотой равной центральной частоте сигнала и информационной составляющей . Эта начальная фаза может быть различной в конкретных применениях. Вид детекторных характеристик фазовых детекторов зависит от многих параметров: амплитуд сигнального и опорного напряжений, характеристик используемых нелинейных или параметрических элементов, способов введения опорного напряжения и схемы фазового детектора.

По последним двум признакам фазовые детекторы делятся:

- на фазовые детекторы векторомерного типа;

- фазовые детекторы коммутационного типа;

- фазовые детекторы перемножительного типа.

В первом случае образуется векторная сумма опорного и сигнального напряжений. Результирующее напряжение, амплитуда которого зависит от фазового сдвига между опорным и сигнальным напряжениями, подвергается амплитудному детектированию, в результате чего выделяется (с некоторыми искажениями) информационная составляющая фазы сигнала, если опорное напряжение обладает достаточной фазовой стабильностью а, следовательно, и частотной стабильностью.

Положим, что начальная фаза опорного напряжения равна нулю, а фаза сигнала, отсчитываемая от фазы опорного напряжения, - .

Тогда можно записать

,

(8.25)



Рис. 83 Диаграмма напряжений

Из представленной векторной диаграммы следует, что результирующее напряжение можно представить в виде

. (8.26)

Пусть выполняется условие, при котором амплитудный детектор всегда остается линейным и безынерционным с коэффициентом передачи детектора равным Кд. При фазовом детектировании всегда выполняется условие, что амплитуда опорного напряжения намного больше амплитуды сигнала ().

С учетом всего вышесказанного можно получить:

. (8.27)

Детекторная характеристика фазового детектора, соответствующая вышеприведенному выражению, представлена на рис.

Рис. 84 Детекторная характеристика фазового детектора

Как видно из приведенной детекторной характеристики, последняя зависит от соотношения Uс/U0. В окрестностях углов /2 и 3/2 на ней можно выделить относительно прямолинейные участки, пригодные для детектирования фазомодулированных сигналов. Детекторная характеристика фазового детектора периодична с периодом 2.

Простейший однотактный векторный фазовый детектор не отличается высокими качественными показателями - крутизной и линейностью детекторной характеристики. Поэтому применяются балансные фазовые детекторы, построенные по схеме и принципу аналогичному балансным преобразователям частоты

Рис. 85 Принципиальная схема балансного фазового детектора

Диоды VD1 и VD2 амплитудных детекторов включены однополярно, а нагрузки - встречно. Выходное напряжение Uвых образуется как разность напряжений, создаваемых каждым амплитудным детектором.

Напряжение сигнала приложено к диодам противофазно, а опорное - синфазно.

Рис. 86



Результирующая детекторная характеристика балансного фазового детектора имеет вид, представленный на рис. 8.16.

При = /2 (3/2) детекторные характеристики линейны и проходят через нуль, что весьма важно при применении фазового детектора в автоматических регуляторах частоты и фазы.

Следует отметить, что балансная схема фазового детектора весьма часто применяется в приемных устройствах.

Рис. 87 Результирующая детекторная характеристика балансного фазового детектора

8.9.1 Фазовые детекторы коммуникационного типа

Для коммуникационных ФД изменение параметров цепи является характерным признаком, а векторное сложение сигнального и опорного сигналов - не обязательно, т.е. они могут действовать в различных точках схемы ФД. При этом ФД подобен преобразователю частоты, в котором сигнальное и гетеродинное напряжения прикладывается к различным электродам преобразовательного элемента (или к различным активным приборам, образующим сложный преобразовательный элемент).

Различия между векторомерным и коммуникационным ФД проявляются только при воздействии сложных сигналов, так как они обладают различными нелинейными свойствами.

В состав ФД входят два коммутирующих элемента К1 и К2, включенные таким образом, что опорное напряжение U0 подается на них синфазно и не вызывает появления напряжения на выходе ФД при отсутствии сигнала на входе схемы (рис. 8.17).

Роль ключей могут играть полевые или биполярные транзисторы, а роль источника питания выполняет источник опорного напряжения, который должен обладать необходимой мощностью. Опорное напряжение может выполнять роль управляющего напряжения и подаваться в этом случае на бестоковый (или малотоковый) электрод коммутирующего элемента (например, второй затвор полевого транзистора). Обычно опорное напряжение U0 представляет собой квадратную волну напряжения, сформированную из синусоиды той же частоты.

Рис. 88 Структурная схема ФД коммуникационного типа

Работу коммутационного ФД можно пояснить с помощью эпюра напряжения. В случае, когда сдвиг фаз между опорным и сигнальными напряжениями равен нулю, имеет место синхронное детектирование сигналов

Осциллограммы напряжений приведены для одного плеча, так как напряжения в другом плече формируются аналогичным образом и имеют противоположный знак. Ключи пропускают на нагрузку лишь часть исходного напряжения. За счет емкость нагрузки осуществляется выделение постоянной составляющей, которая и является эффектом детектирования.

Если начальная разность фаз между опорным и сигнальными напряжениями равна /2, то постоянная составляющая на выходе одного из каналов равна напряжению смещения, так как отрезок синусоиды, который прошел на выход детектора имеет постоянную составляющую равную нулю. Сдвиг сигнального напряжения по фазе относительно опорного приводит к появлению постоянной составляющей (последняя может быть как положительная так и отрицательная в зависимости от фазового сдвига). Таким образом, изменение фазы приводит к изменению постоянной составляющей, выделяемой на нагрузке детектора.

Рис. 89 Эпюры напряжений

а) =0 б) =/2

Применение двухканальной системы, представленной на рис. 8.17, обеспечивает напряжение на выходе ФД равное 0 при сдвиге фаз между опорным и сигнальным напряжениями равным /2.

Отклонение фазы от этого значения в ту или иную сторону приводит к изменению выходного напряжения либо в положительную либо в отрицательную сторону. Балансные схемы ФД обладают высокой линейностью характеристик вблизи нуля.

8.9.2 Фазовые детекторы перемножительного типа

Фазовый детектор, по аналогии с преобразователями частоты этого типа, можно представить в виде перемножителя сигналов (опорного и принимаемого), на выходе которого стоит фильтр нижних частот.

Рис. 90 Структурная схема ФД перемножительного типа

Покажем, что в этом случае удается осуществить фазовое детектирование сигнала. Напряжение на выходе перемножителя равно:

, (8.28)

где Кп - коэффициент передачи перемножителя.

Фильтр ФНЧ отфильтровывает напряжение с удвоенной частотой принимаемого сигнала и, таким образом, напряжение на выходе фазового детектора можно представить следующим образом:

, (8.29)

где -

коэффициент передачи фазового детектора.

Такое представление фазового детектора является основой для реализации его на микросхемах. В качестве перемножителя находят применение микросхемы аналоговых перемножителей и балансных модуляторов, например, К526ПС1, К140МА1, а также микросхемы различных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления (К174УР, К174УР3, К526УР и т.д.), номенклатура и диапазон рабочих частот которых постоянно увеличивается.

8.10 Частотные детекторы

Частотным детектором называется устройство, дающее на выходе напряжение, величина которого зависит от частоты входного переменного напряжения. Необходимость в применении такого детектора возникает при приеме частотно-модулированных сигналов и в устройствах автоматической подстройки частоты приемника.

Основной характеристикой частотного детектора является его частотная характеристика, которая показывает зависимость выпрямленного напряжения Uвых от частоты входного напряжения fпр при постоянной амплитуде этого напряжения. Для неискаженного воспроизведения модулирующей функции детекторная характеристика должна обладать достаточной линейностью в диапазоне изменения мгновенной частоты сигнала. Для частотных детекторов, используемых в системах автоподстройки частоты, необходимо, чтобы частотная характеристика ЧД проходила через нуль на некоторой центральной частоте.

По виду преобразования частотные детекторы подразделяются

- на частотные детекторы с амплитудным преобразованием частотной модуляции с последующим амплитудным детектированием;

- частотные детекторы с фазовым преобразованием частотной модуляции и последующим фазовым детектированием;

- частотные детекторы с преобразованием частотной модуляции в импульсные виды модуляции.

8.10.1 Частотные детекторы с амплитудным преобразованием частоты модуляции

При реализации таких частотных детекторов применяется преобразование частотно-модулированного напряжения в амплитудно-частотно-модулированное колебание с последующим амплитудным детектированием преобразованного напряжения. Структурная схема такого детектора представлена

Рис.91 Структурная схема частотного детектора

Эпюры напряжений, поясняющих работу частотного детектора этого типа, представлены

Рис. 92 Эпюры напряжений, поясняющие действие частотного детектора

В качестве преобразователя частотно-модулирующего напряжения в амплитудно-частотно-модулированное можно использовать любую линейную систему, коэффициент передачи которой зависит от частоты. Напряжение на выходе такого преобразователя соответствует напряжению U' на представленных эпюрах напряжений.

Если желательно получить прямолинейную частотную характеристику, то требуется применять такие преобразователи, коэффициент передачи которых линейно зависит от частоты для заданных пределов изменения частоты.

С позиций частотных представлений идеальная дифференцирующая цепь имеет коэффициент передачи

для резонансных цепей

),

модуль которой является прямой, проходящей с угловым коэффициентом к оси ординат, где - постоянная времени дифференцирующей цепи.

Схемы ЧД этого типа легко реализуются средствами современной микроэлектроники. Например, дифференцирующая цепь может быть выполнена на операционных усилителях (ОУ) с линейной обратной связью, а амплитудный детектор на операционном усилителе с нелинейной обратной связью. В этом случае диапазон рабочих частот ограничен частотными свойствами операционных усилителей.

Подобный частотный детектор может быть реализован, используя скаты частотных характеристик RC, RL и RLC-цепей, выбирая на них относительно линейные участки. В качестве такого частотного детектора рассмотрим детектор с преобразователем ЧМ-АЧМ на колебательном контуре. Возможные рабочие участки для указанного преобразования представлены на амплитудночастотной характеристике колебательного контура

Рис. 93 Амплитудно-частотная характеристика колебательного контура

Принципиальная схема ЧД представлена на рис. 8.23.

Крутизна детекторной характеристики имеет максимальное значение при обобщенных расстройках равных 0,7, т.е. при выборе средней частоты ЧД равной граничным частотам полосы пропускания.

Практически подобный простейший частотный детектор применяют только в системах с узкополосной частотной модуляцией, так как он не обеспечивает высокой линейности и крутизны детекторной характеристики.

Рис. 94 Принципиальная схема частотного детектора

В системах с широкополосной ЧМ и в системах автоматической подстройкой частоты используются балансные ЧД с двумя расстроенными контурами. Схема такого частотного детектора показана на рис.



Рис. 95 Схема частотного детектора с двумя расстроенными контурами

Контура ЧД настроены на частоты f01 и f02, расположенные симметрично по обе стороны от центральной частоты

Рис. 96 Настройка контура ЧД

Выпрямленные напряжения амплитудных детекторов, подсоединенных к колебательным контурам, включены встречно. Следовательно, выходное напряжение частотного детектора формируется как разность выпрямленных напряжений детекторов. За счет этого возрастает крутизна частотного детектора и повышается линейность детекторной характеристики. Вид детекторной характеристики представлен ниже на том же рисунке.

8.10.2 Частотные детекторы с фазовым преобразованием частотной модуляции

Принцип действия таких частотных детекторов основан на том, что при прохождении ЧМ-колебаний через цепь, вносящую идеальную задержку, фазовый сдвиг выходного колебания относительно входного, которое выполняет в данном случае роль опорного напряжения, повторяет закон изменения частоты.

. (8.30)

Действительно, пусть на вход цепи, вносящую задержку , действует ЧМ-колебание, частота которого изменяется по закону

. Тогда на выходе этой цепи имеем:

. (8.31)

Фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного определяется следующим образом:

. (8.32)

Учитывая, что

, (8.33)

получаем:

. (8.34)

Таким образом, при малой величине (задержке цепи) закон изменения фазы ЧМ-колебания на выходе линии задержки, относительно входного ЧМ-колебания, совпадает с законом изменения фазы.

На основе такого представления можно построить ЧД, используя относительно линейные участки фазочастотных характеристик 4-полюсников, так как в пределах этих участков задержка примерно постоянна. Структурная схема подобного ЧД представлена на рис. 8.26.

Рис. 97 Структурная схема частотного детектора

В схему ЧД включен фазовращатель на /2 для того, чтобы на средней частоте детекторная характеристика проходила через 0. В простейшем случае в качестве 4-полюсника с передаточной характеристикой может быть использован, например, одиночный колебательный контур. Фазовая характеристика одиночного контура описывается уравнением:

, (8.35)

где ,

dk - затухание контура, f0 - его резонансная частота. Эта характеристика имеет почти линейный участок в области =0 и, следовательно, может быть использована для преобразования входного ЧМ-колебания в ФМ-колебание.

Суммируя напряжения на контуре усилителя с опорным напряжением и подвергая результирующее напряжение амплитудному детектированию, получаем низкочастотное колебание, воспроизводящее закон изменения мгновенной частоты сигнала.

Наиболее просто это реализуется при использовании системы двух связанных контуров. Принципиальная схема подобного частотного детектора представлена на рис

С первичного контура через разделительный конденсатор Ссв на дроссель L2 подается полное напряжение первичного контура, которое в схеме частотного детектора выполняет роль опорного сигнала. Контур LкCк связан с первичным контуром L1C1 индуктивной связью М. Оба контура настроены на центральную частоту f0 и имеют одинаковые затухания.

Остановимся подробней на особенностях построения векторных диаграмм, поясняющих работу ЧД

Рис. 98 Принципиальная схема частотного детектора на двух связанных контурах

Исходным является напряжение U1 на первичном контуре. Ток I1 в индуктивной ветви первичного контура отстает от напряжения U1 на 900. Под действием этого тока в индуктивной ветви вторичного контура наводится ЭДС Е, опережающая возбуждающий ее ток на 900. Таким образом, вектор ЭДС Е совпадает по направлению с вектором U1. Под действием этой ЭДС Е в индуктивной ветви Lк протекает ток Iк. Сдвиг по фазе между ЭДС Е и током Iк зависит от расстройки частоты входного сигнала относительно резонансной частоты контура f0. Если , то сдвиг по фазе между ЭДС Е и током Iк равен нулю. При неравенстве частот фазовый сдвиг отличается от нулевого значения. При фазовый сдвиг положителен, в противном случае - отрицателен.



Рис. 99 Векторные диаграммы а) б)

Детекторная характеристика для этого случая на основании приведенных векторных диаграмм представлена на рис. 8.29.

Рис. 100 Детекторная характеристика

Как видно из представленного рисунка, детекторная характеристика имеет недостаточно большой линейный участок и на резонансной частоте выходной сигнал не равен 0. Поэтому на практике обычно применяют балансные частотные детекторы

Рис. 101 Принципиальная схема балансного частотного детектора

Балансная схема отличается тем, что опорное колебание, снимаемое с первичного контура, подается на среднюю точку катушки индуктивности Lк вторичного контура, таким образом, опорное напряжение на диоды VD1 и VD2 подается в фазе, а фазопромодулировнный сигнал подается в противофазе. Таким образом реализуется балансный фазовый детектор.

Так как нагрузки включены встречно, то напряжение на выходе частотного детектора равно:

. (8.36)

Напряжения подаваемые на диоды VD1 и VD2 соответственно равны:

,

. (8.37)

По аналогии с предыдущим случаем векторные диаграммы представлены на рис.

Рис. 102 Векторные диаграммы

На основании этих векторных диаграмм можно построить детекторную характеристику. При равенстве частоты сигнала и резонансной частоты контура выходное напряжение равно нулю. Если частота сигнала больше резонансной частоты контура, то контур имеет емкостной характер и ток Iк опережает ЭДС Е. В этом случае выходной сигнал отрицательный, так как. . При обратном соотношении частот выходной сигнал положителен. Детекторная характеристика представлена на рис.

Рис. 103 Детекторная характеристика

Как видно из представленного графика, детекторная характеристика балансного ЧД проходит через нуль на резонансной частоте и имеет высокую линейность в этой области.

Вид и основные параметры частотного детектора на связанных контурах существенно зависят от обобщенного коэффициента связи

На рис. представлены детекторные характеристики ЧД на связанных контурах при различных значениях обобщенного коэффициента связи.

Рис. 104 Детекторные характеристики ЧД на связанных контурах

Как видно из представленных графиков, при Р > 0,5 положение точек экстремума на оси абсцисс примерно соответствует величине Р, т.е. = P. Отсюда следует, что полоса пропускания частотного детектора равна произведению обобщенного коэффициента связи на полосу пропускания одиночного контура:

. (8.38)

Для обеспечения линейного частотного детектирования коэффициент Р необходимо выбирать из следующих соотношений:

, (8.39)

где 2fс - ширина спектра сигнала.

8.11 Детекторная характеристика ЧД на линиях задержки

Для преобразования изменения частоты в изменение фазы можно непосредственно использовать линию задержки в качестве фазосдвигающего 4-полюсника. В этом случае K(j) = exp(jt). Идеальная линия задержки имеет линейную фазовую характеристику f() = t и, следовательно, при прочих равных условиях можно существенно снизить уровень нелинейных искажений. В зависимости от диапазона частот и технологии изготовления линия задержки может быть микрополосковой, коаксиальной, волноводной, на ПАВ (поверхностных акустических волнах) и т.д.

Вид детекторной характеристики в обобщенных координатах () показан на рис.



Рис. 105 Детекторная характеристика в обобщенных координатах

Полоса пропускания частотного детектора в этом случае определяется по формуле:

. (8.40)

Более подробный анализ показывает, что к достоинствам ЧД на линиях задержки следует отнести:

- более широкую полосу пропускания детекторной характеристики по сравнению с ЧД на связанных контурах при одинаковом уровне нелинейных искажений;

- в 35 раз меньшее время переходных процессов в виду отсутствия резонансных контуров, что важно при детектировании импульсных ЧМ-сигналов.

При этом заметим, что во избежание появления "изрезанности" детекторной характеристики линия задержки должна быть тщательно согласованной, т.е. не иметь отражений от обоих концов линии задержки.

8.12 Дробный частотный детектор (частотные детекторы с внутренним ограничением)

Выходное напряжение ЧД пропорционально амплитуде входного напряжения. Поэтому при наличии во входном напряжении паразитной амплитудной модуляции выходное напряжение ЧД будет определяться не только частотой, но и изменением амплитуды. Во избежание этого перед ЧД ставят амплитудный ограничитель. Однако при этом необходимо увеличивать усиление в тракте УПЧ. Кроме того, с ростом частоты (особенно в СВЧ диапазоне) начинают проявляться инерционные свойства ограничителей, что является причиной преобразования паразитной амплитудной модуляции в паразитную фазовую модуляцию, которая создает на выходе ЧД нелинейные искажения полезного сигнала.

Вместе с тем существуют ЧД мало чувствительные к изменениям амплитуды входного сигнала, так называемые ЧД с внутренним ограничением. Одним из таких ЧД является дробный частотный детектор или детектор отношений. Принципиальная схема такого частотного детектора представлена на рис.

Рис. 106 Принципиальная схема частотного детектора с внутренним ограничением

Фазовое преобразование аналогично предыдущей схеме частотного детектора, но диоды включены разнополярно. Обычно конденсаторы Сн1, Сн2 и резисторы R1, R2 выбирают одинаковыми, а постоянную времени C0(R1+R2) выбирают настолько большой, чтобы детекторы на диодах VD1, VD2 проявляли инерционные свойства для самых низких модуляционных частотах ПАМ (паразитной амплитудной модуляции). В этом случае сумма продетектированных напряжений , т.е. практически постоянны при изменении амплитуды входного напряжения.

, (8.41)

т.е. формируется детекторная характеристика аналогичная характеристике ЧД на связанных контурах, только с крутизной в 2 раза меньше при прочих равных условиях:

(8.42)

Поскольку , то выходной сигнал зависит лишь от отношения (отсюда и название дробный детектор), при этом числитель и знаменатель одинаково изменяются при колебаниях амплитуды. Это приводит к тому, что выходное напряжение остается практически неизменным при изменении амплитуды входных сигналов. Данному результату можно дать следующее физическое толкование.

Так как сумма напряжений , то при возрастании амплитуды напряжения на входе напряжение на диодах Uд1 и Uд2 также должны возрасти, но поскольку пропорционально изменяются cos1 cos2, что повлечет за собой уменьшение входного сопротивления диодных детекторов на диодах VD1, VD2, и, следовательно, увеличению их шунтирующего действия на контур. Это приводит к тому, что при возрастании входного сигнала напряжение на диодах Uд1, Uд2 изменяются в значительно меньшей степени.

В дробных детекторах можно достигнуть подавления ПАМ (паразитной амплитудной модуляции) примерно на 40 дБ в близи переходной частоты ЧД и до 30 дБ в рабочей полосе частот.

8.13 Частотные детекторы с преобразованием частотной модуляции в импульсные виды модуляции

Частотные детекторы этого типа не содержат колебательных цепей. Поэтому при частотах сигнала до единиц МГц они с успехом могут быть реализованы средствами современной микроэлектроники.

Функциональная схема ЧД подобного типа представлена на рис. 8.36.

Входное синусоидальное ЧМ-колебание подвергается двухстороннему ограничению, полученная квадратная волна напряжения пропускается через дифференцирующую цепь ДЦ. На выходе получается последовательность коротких импульсов положительной и отрицательной полярности. Указанные импульсы подаются на формирователь, где отрицательные импульсы отсекаются, а положительные имеют одинаковую амплитуду и длительность. На выходе формирователя имеем последовательность нормированных импульсов положительной полярности. Эти импульсы детектируются в видеосигнальном (пиковом) детекторе, выходное напряжение которого обратно пропорционально скважности

,

где Т и f период и частота исходного ЧМ-колебания, - длительность нормированного импульса на выходе формирователя. Так как длительность нормированного импульса постоянна, то скважность последовательности прямо пропорциональна периоду следования нормированных импульсов и обратно пропорциональна частоте исходного ЧМ-колебания. Следовательно, выходной сигнал на выходе пикового детектора пропорционален частоте исходного ЧМ-колебания.

Рис. 107 Функциональная схема ЧД с преобразованием частотной модуляции

Таким образом, в данном случае ЧМ-колебание преобразуется в импульсную последовательность, модулированную по частоте следования импульсов (ЧИМ - частотно-импульсная модуляция). Полученная импульсная последовательность сохраняет всю информацию, заложенную в виде частотной модуляции исходного колебания, и эта информация выделяется пиковым детектором, выходное напряжение которого повторяет форму модулирующей функции.

В процессе преобразования ЧМ в ЧИМ полностью устраняется зависимость выходного напряжения от изменения амплитуды входного сигнала и подобный детектор является чисто частотным.

Полоса пропускания импульсных частотных детекторов, исходя из длительности нормированного импульса формирователя, определяется следующим образом

. (8.43)

Таким образом, использование импульсных видов модуляции позволяет реализовать частотные детекторы на современной цифровой элементной базе.

IX. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ СИГНАЛОВ

Назначение ограничителей амплитуды сигналов состоит в устранении паразитной амплитудной модуляции при приеме ЧМ и ФМ сигналов.

Ограничитель амплитуды сигналов состоит из безынерционного нелинейного элемента, являющегося ограничителем мгновенных значений, и резонансного фильтра, выделяющего спектральную зону выходного процесса в области центральной частоты входного сигнала.

В ограничителе амплитуды сигналов практически не происходит изменение формы высокочастотного заполнения входного амплитудно-частотного модулированного квазигармонического колебания. В идеальном случае оно превращается в частотно-модулированное колебание с сохранением закона частотной модуляции и устранением паразитной амплитудной модуляции.

Амплитудная характеристика ограничителя амплитуды (ОА) сигналов имеет вид

Рис. 108 Амплитудная характеристика ограничителя амплитуды

При достижении амплитудой входного сигнала порогового уровня Uвх1 коэффициент передачи ОА резко падает. При изменении входного сигнала в пределах

амплитуда напряжения изменяется в сравнительно узких пределах

.

Качество работы ОА можно характеризовать коэффициентом ограничения:

. (9.1)

При амплитудно-модулированном входном сигнале под коэффициентом ограничения часто понимают отношение глубины модуляции на входе и выходе, т.е.

. (9.2)

Из приведенных определений Когр. следует, что улучшить качество ограничения можно:

- либо за счет снижения порога ограничения Uвх1;

- либо за счет увеличения коэффициента усиления при Uвх<Uвх1.

Отсюда следует возможность увеличения коэффициента ограничения за счет каскадного соединения нескольких ОА. Легко видеть, что при этом

. (9.3)

Для создания ОА обычно используют эффекты насыщения и отсечки тока в транзисторах, а также шунтирующее действие диодов, внутреннее сопротивление которых зависит от амплитуды приложенного напряжения.

9.1 Транзисторные ограничители амплитуды сигналов

Схема такого ограничителя не отличается от схемы обычного резонансного усилителя. Однако для придания транзистору более четко выраженных нелинейных свойств напряжение на коллекторе снижено по сравнению с нормальным значением. Напряжение на базе также меньше нормального.

Сопротивление термостабилизации отсутствует, так как за счет этого сопротивления осуществляется отрицательная обратная связь. При этом за счет этой обратной связи будет смещаться рабочая точка при изменении амплитуды входного сигнала, что препятствует созданию перегрузочного режима и приводит к ухудшению ограничительных характеристик ОА (рис.

Рис. 109 Принципиальная схема транзисторного ограничителя сигналов

Потенциал базы должен быть жестко фиксирован пропусканием значительного тока через базовый делитель RБ1, RБ2. Работа ограничителя сигналов легко поясняется на базе выходных характеристик транзистора



Рис. 110 Выходные характеристики транзистора 1 - нагрузочная характеристика по постоянному току, проведенная под углом , 2 - нагрузочная характеристика по переменному току, проведенная под углом , где Rэк - эквивалентное сопротивление нагрузочного контура

Если амплитуда входного напряжения такова, что превышает размах, ограниченный стрелками на приведенной характеристике 2, то начинается отсечка коллекторного тока снизу и насыщение сверху. При этом на характеристиках показана форма тока, ограниченная как сверху, так и снизу.

При увеличении амплитуды входного напряжения угла отсечки и насыщения увеличиваются, а амплитуда первой гармоники коллекторного тока стремиться к величине:

, (9.4)

где I размах импульсов коллекторного тока.

Пороги ограничения для транзисторного ОА обычно имеют порядок десятых долей вольта. Используя схему дифференциального усилителя, характерную для современных микроэлектронных аналоговых узлов, можно построить ОА, в которых ограничение тока происходит только за счет отсечки, так как в таких схемах применяются токостабилизирующие транзисторы в цепи эмиттера первого каскада.

Также возможно построение ограничителей амплитуды на полевых транзисторах. В таких ограничителях используется детектирующее действие цепи затвора, так как в схемах на полевых транзисторах типа МОП (металл-окись-полупроводник) или МДП (металл-диэлектрик-полупроводник) ток затвора практически равен нулю. При этом для создания смещения применяется отдельный детектор (диод и нагрузка), за счет чего изменяется положение рабочей точки.

Коэффициент ограничения на один каскад ОА обычно имеет порядок 10 30 дБ.

Постоянная времени RC-цепи должна удовлетворять обычным требованиям:

, (9.5)

где Т, Т - периоды частоты модуляции и несущей частоты.

Во всех схемах ОА следует применять высокочастотные транзисторы с малыми проходными емкостями для исключения просачивания сигнала непосредственно на выход. Это особенно необходимо при больших коэффициентах ограничения.

9.2 Диодные ограничители амплитуды сигналов

Диоды широко используются в ограничителях мгновенных значений сигналов, благодаря своему свойству резко изменять сопротивление при переходе от закрытого состояния к открытому. Они с успехом могут быть применены к ограничителям амплитуды при параллельном или последовательном соединении с нагрузочным контуром усилительного каскада. С точки зрения введения запирающего напряжения удобнее параллельная схема диодного ОА.

Пример такой схемы приведен на рис. 9.4.

Рис. 111 Принципиальная схема диодного ограничителя амплитуды

Параллельно нагрузочному контуру включены диоды VD1 и VD2, запертые одинаковыми напряжениями смещения Есм1 и Есм2. При положительной полуволне отпирается диод VD1, а при отрицательной - VD2. Углы отсечки токов при этом одинаковы и равны. Таким образом, после превышения сигналом порогового значения, определяемого напряжением смещения, рост выходного напряжения резко замедляется с повышением напряжения на входе. Отметим, что в перегрузочном режиме обычные усилительные каскады становятся ограничителями амплитуды сигналов, но при этом изменяется полоса пропускания, что необходимо учитывать при проектировании приемных устройств. Основным недостатком диодных ограничителей амплитуды сигналов является то, что изменяется его полоса пропускания за счет шунтирующего действия диодов. Следует отметить, что в ряде случаев в указанной схеме можно обойтись одним диодом, при этом характеристики ограничения изменяются незначительно. В основном переход к одному диоду в ограничителе сказывается в основном на диапазоне ограничения.

X. РЕГУЛИРОКИ В РАДИОПРИЕМНИКАХ

10.1 Назначение и виды регулировок

К регулировкам радиоприемника относятся различные виды воздействия на органы его управления и искусственное изменение параметров его элементов в процессе эксплуатации, имеющие назначение обеспечить лучшие условия для приема нужных сигналов. Регулировки позволяют произвести первоначальную настройку радиоприемников на сигналы нужного передатчика с получением лучшего качества воспроизведения принимаемых сигналов при наименьшем воздействии помех. Далее регулировки обеспечивают сохранение наилучшего качества приема при изменениях принимаемого сигнала и при изменениях внешних условий напряжения источников электропитания, температуры, т.д.

В зависимости от назначения приемника регулировки могут производится:

- вручную,

- автоматически,

- при помощи средств телемеханики.

Обычно настройка на нужную частоту сигнала и установление основных параметров выходного сигнала в наиболее массовых видах аппаратуры производится вручную.

В то же время, специальные профессиональные приемники на автоматизированных приемных радиостанциях магистральной связи могут по сигналу с передающей станции, из центрального телеграфа или других предприятий полностью автоматически включаться, настраиваться, настраиваться на нужные сигналы и обеспечивать устойчивую дальнейшую подачу принятых сигналов потребителям.

...