Устройства приема и обработки сигналов

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.21)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где мощность сигнала, выделяемая в нагрузке;

Размещено на http: //www. allbest. ru/

номинальная мощность источника сигнала;

Размещено на http: //www. allbest. ru/

полное сопротивлении сигнального контура.

Отсюда следует, что

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.22)

При резонансе

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.23)

Вводя коэффициент регенерации, определяемый отношением вносимого отрицательного сопротивления к полному активному сопротивлению нагруженного контура

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.24)

Получим

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.25)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Если резонансная система представляет собой одиночный контур, для которого вблизи резонансной частоты обобщенная расстройка (где ), а нагруженная добротность сигнального контура определяется выражением, то относительная полоса пропускания по уровню половинной мощности равна.

Поскольку рассматриваемый усилитель охвачен положительной обратной связью, оценим площадь его усиления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.26)

Считая и , имеем для усилителя проходного типа

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.27)

Проводя аналогичный анализ отражательного усилителя, можно показать, что для него

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.28)

Сравнение последних формул показывает, что отражательный усилитель при прочих равных условиях характеризуется большей широкополосности, следовательно, в этом отношении имеет преимущества по сравнению с проходными.

Основным недостатком регенеративных усилителей является их узкополосность. На практике при усилении 13ч20 дб относительная полоса пропускания составляет единицы процентов. Для расширения полосы пропускания регенеративных усилителей используют специальные корректирующие цепи или более сложные резонансные системы, которые позволяют расширить полосу пропускания до 30ч40 % от несущей.

Шумовые свойства регенеративных усилителей

Примем в первом приближении, что основным источником внутренних шумов являются тепловые шумы сопротивления потерь rs регенерирующего элемента. Это справедливо для параметрических и квантовых парамагнитных усилителей, в которых дробовые шумы практически отсутствуют.

Коэффициент шума можно определить по следующей формуле

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.29)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При стандартной температуре ( К) номинальные шумы источника сигнала можно представить.

Для проходного регенеративного усилителя собственные шумы согласно эквивалентной схеме, обусловлены тепловыми шумами сопротивлений и (указанные источники шумов имеют эквивалентные шумовые температуры и соответственно). С учетом этого квадрат ЭДС шумов можно представить как



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.30)

Мощность собственных шумов усилителя при этом определяется следующим образом

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.31)

Подставляя эти выражения в формулу для коэффициента шума, получим

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.32)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Эквивалентная шумовая температура проходного усилителя

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.33)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Из последнего выражения следует, что в проходном усилителе шумы нагрузки регенерируются равноправно с шумами сопротивления потерь и ухудшают шумовые характеристики усилителя. Значение зависит от типа следующего за регенеративным усилителем каскада.

Если это диодный смеситель, то значение может достигать (3ч10) 103К, что существенно ухудшает коэффициент шума и эквивалентную шумовую температуру приемного устройства. Для уменьшения вклада шумов нагрузки и повышения устойчивости проходного усилителя между ним и нагрузкой включается вентиль, находящийся при температуре Т0. Тогда

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.34)

Для отражательного усилителя при аналогичных условиях имеем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

,

Если коэффициент регенерации и, то имеем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.36)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Сравнение показывает, что отражательные усилители имеют более низкие собственные шумы и в большей мере пригодны для осуществления малошумящего усиления в диапазоне СВЧ.

Учитывая все выше сказанное, можно сделать вывод о предпочтительном использовании в приемных устройствах усилителей отражательного типа.

Полупроводниковые параметрические усилители

Параметрическим усилителем называется устройство, содержащее колебательный контур, в котором под воздействием внешнего источника (генератора накачки) изменяется энергоемкий параметр (емкость или индуктивность) и за счет соответствующей организации колебательной системы осуществляется усиление сигнала.

Различают полупроводниковые, ферритовые и электроннолучевые параметрические усилители.

Полупроводниковые параметрические усилители (ППУ) в силу ряда положительных свойств (небольшая требуемая мощность генератора накачки, возможность микроминитюризации и т.д.) получили наибольшее применение. Основным элементом ППУ является параметрический диод, представляющий собой обратносмещенный pnпереход, включенный соответствующим образом в колебательную систему, на который подается постоянное смешение и напряжение от генератора накачки, создающее модуляцию емкости. Зависимость емкости диода от приложенного напряжения смещения описывается выражением:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.38)

где контактная разность потенциалов;

n параметр, характеризующий нелинейные свойства емкости (для сварных диодов n = 1/2, для диффузионных n = 1/3).

Если на обратносмещенный рnпереход подается напряжение накачки, то изменение емкости диода можно описать

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.39)

,

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где,, глубина модуляции емкости на соответствующей гармонике частоты накачки. Вследствие нелинейной зависимости емкости параметрического диода от приложенного напряжения в ней могут возникать токи различных комбинационных частот



Размещено на http: //www. allbest. ru/

где m, n целые числа, изменяющиеся от до .

Если емкость не имеет потерь, то распределение мощностей по комбинационным частотам определяется соотношением МенлиРоу

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.41)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где мощность на частоте.

Следует отметить, что соотношения МенлиРоу вытекают из закона сохранения энергии для параметрического усилителя.

Наиболее интересны случаи, когда система работает на трех частотах сигнала и накачки и одной из комбинационных частот. Обычно комбинационная частота представляет собой либо суммарную либо частоты.

Рассмотрим параметрический усилитель, работающий па суммарной частоте, т.е. комбинационная частота представляет собой сумму частот сигнала и генератора накачки. Применительно к уравнениям МенлиРоу указанные три частоты можно представить как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

,

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.43)

Тогда на основании соотношений, МенлиРоу можно записать

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.44)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Режим работы при этом нерегенеративный, т.к. при. Коэффициент усиления по мощности из второго уравнения определяется как

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.46)

Параметрический усилитель такого типа наливают стабильным повышающим преобразователем. Их применение ограничивается тем, что при усилении сигналов диапазона СВЧ трудно добиться достаточно больших коэффициентов усиления.

Рассмотрим пример, когда через нелинейную емкость связываются колебательные цепи, настроенные на частоты,,.

В соответствии с соотношениями МенлиРоу имеем

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.47)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Отсюда следует, что цепи частот, с точки зрения параметрического воздействия энергетически эквивалентны, мощность генератора накачки перекачивается в обе эти цепи или, другими словами, отрицательная проводимость вносится как на частоте сигнала, так и на разностной частоте.

Следовательно, параметрические усилители такого типа являются регенеративными.

В первом случае параметрический усилитель называют двухконтурным (контура, настроенные на частоту накачки не учитываются), во втором случае одноконтурным.

Наибольшее распространение получили двухконтурные ППУ отражательного типа, поскольку в отличие от одноконтурных ППУ не требуют жесткой фазировки частот сигнала и накачки и позволяют реализовать низкие шумовые температуры в сочетании с хорошей широкополосностью.

Структурная схема параметрического усилителя может быть представлена в следующем виде

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 55

1 4плечий циркулятор;

2 высокочастотным трансформатор;

3 сигнальный контур,

4 фильтр нижних частот;

5 подстройка контура разностной частоты;

6 контур разностной частоты;

7 генератор накачки;

8 источник постоянного

смешения;

ПД параметрический диод;

Сбя блокировочная

емкость;

СН согласованная нагрузка.

Структурная схема параметрического усилителя

Напряжение сигнала на ППУ поступает через циркулятор 1 из антеннофидерной системы, усиленный сигнал направляется циркулятором в последующие каскады приемника. Согласованная нагрузка включается в 4ое плечо циркулятора и позволяет повысить стабильность усиления ППУ по сравнению со случаем использования в нем трехплечего циркулятора.

В тракт сигнальной частоты включают высокочастотный трансформатор 2, обеспечивающий требуемую связь сигнального резонатора 3 с входным плечом циркулятора. В эту же цепь часто включают фильтр нижних частот 4, предотвращающий прохождение в сигнальный тракт частот, и и одновременно устраняющий влияние регулировок сигнального контура на остальные цепи.

Параметрический диод (ПД) является элементом связи между контурами сигнальной 4 и разностной 6 частот. Рабочая точка ПД задается внешним источником постоянного напряжения 8, который закорачивается по высокой частоте Сбя.

Генератор накачки включает в себя не только автогенератор, но и элементы развязки (вентили).

Усилители на туннельных диодах (УТД)

Основными достоинствами этих усилителей является:

достаточно низкий коэффициент шума при высокой широкополосности;

малая потребляемая мощность от источника питания;

возможность реализации в гибридноинтегральном исполнении.

В настоящее время УТД обеспечивают работу в диапазоне частот до 20 ГГц и при усилении 13ч20 дб с коэффициентом шума 5ч6 дб в полосе 10ч15 % от несущей.

Эффект отрицательного сопротивления создается за счет выбора рабочей точки на падающем участке вольтамперной характеристики туннельного диода (ТД). Значение отрицательного сопротивления и этом случае определяется наклоном вольтамперной характеристики на падающем участке

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.50)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 56

и составляет для реальных приборов несколько десятков Ом.

Для устранения низкочастотных релаксаций внутреннее сопротивление источника питания ТД следует выбирать так, чтобы

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(5.51)

где внутреннее сопротивление источника постоянного тока.

Обычно выбирают.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Для устойчивой работы необходимо, чтобы на частоте усиливаемого сигнала выполнялось условие положительности общего сопротивления контура на резонансной частоте.

Коэффициент передачи на резонансной частоте определяется выражением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (5.52)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Полоса пропускания усилителя равна

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.53)

Основными источниками шумов являются:

дробовые шумы открытого pnперехода;

тепловые шумы сопротивления потерь ;

Коэффициент шума определяется по формуле

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (5.54)

Отсюда следует, что коэффициент шума УТД тем меньше, чем меньше значение и .

Конструктивно УТД выполняются весьма разнообразно в зависимости or диапазона частот и требований, предъявляемых к ним по габаритам и массе.

VI. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ (ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ)

Усилитель промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике производит основное усиление необходимое для нормальной работы детектора. Резонансный коэффициент усиления напряжения у таких усилителей обычно имеет величину порядка 104 ч 105 (80ч100 дб). Вместе с тем усиление должно быть достаточно равномерным в пределах полосы пропускания, ширина которой зависит от назначения приемника. В радиотелеграфных приемниках она составляет несколько сотен герц; в телевизионных приемниках ширина полосы пропускания доходит до нескольких мегагерц.

Номинальная промежуточная частота т.е. резонансная частота усилителя, тоже зависит от типа приемника. Ее значения лежат в пределах от 110 кГц до 60200 МГц, причем широкие полосы пропускания достижимы лишь при повышенных частотах, тогда как узкие полосы пропускании при конструктивно выполнимых затуханиях контуров можно получать, лишь используя низкие промежуточные частоты.

Для получения высокой избирательности усиление должно резко убывать за пределами полосы пропускания. Резонансная кривая должна приближаться к наиболее выгодной прямоугольной резонансной кривой, ширина которой равна требуемой полосе пропускания (Рис. 6.1). Это определяет другое название рассматриваемых усилителей полосовые усилители.



Рис. 57

Близкую к прямоугольной резонансную кривую можно получить лишь при использовании в усилителе большого числа резонансных систем.

Это затрудняет применение таких усилителей в приемниках прямого усиления с переменной настройкой, так как одновременное изменение настройки нескольких резонансных систем встречает серьезные технические трудности. Поэтому при использовании полосовых усилителей в качестве усилителей промежуточной частоты все контуры настраиваются при начальной регулировки приемника и не изменяются в процессе эксплуатации. Иногда полосовые усилители применяются в приемниках прямого усиления с фиксированной настройкой, которая также производится при начальной регулировке.

Степень приближения резонансной кривой к идеальной прямоугольной принято оценивать посредством коэффициентов прямоугольности, которые определются следующим образом: обозначим через величину относительного уменьшения коэффициента усиления напряжения К при расстройке по сравнению с резонансным значением К0:.

Условимся отсчитывать полосу пропускания усилителя на уровне резонансной кривой . Обозначим через полосу частот, заключенную между точками резонансной кривой, лежащей на какомлибо уровне (Рис. 4.1). Тогда коэффициент прямоугольности для уровня можно определить как



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.1)

Например, если ширина резонансной кривой на уровне , то

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.2)

Для каждого типа полосового усилителя можно выразить ширину полосы пропускания на уровне и коэффициент прямоугольности через величины элементов схемы

Эти же выражения, устанавливают связь полосы пропускания и коэффициентов прямоугольности с параметрами схемы полосового усилителя, позволяют решать задачи проектирования. Задаваясь полосой пропускания (на уровне ) и коэффициентом прямоугольности для какоголибо уровня по этим выражениям можно определить необходимые параметры элементов схемы.

Иногда при проектировании полосовых усилителей исходные данные задаются несколько иначе: кроме полосы пропускания указывают расстройку между полезным сигналом и помехой и требуют, чтобы эта помеха ослаблялась не менее чем в заданное число раз (Рис.). Это означает, что при расстройке резонансная кривая должна проходить через точку, лежащую на уровне 0,707, а при указанной расстройки кривая должна проходить на заданном уровне или ниже его. Очевидно, это равносильно требованию, чтобы заданному ослаблению соответствовала расстройка не больше заданной величины . Отсюда следует требование к коэффициенту прямоугольности.



Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (6.3)

которое позволяет производить расчеты указанным выше способом.

Рис. 58

Надо отметить, что требование хорошего ослабления приема за границами полосы пропускания не всегда существенно. Оно оказывается важным, если за границами полосы пропускания имеются помехи, мощность которых сосредоточена в узкой полосе частот (например, полоса частот занятая соседним каналом)

Тогда величина ослабления приема на частоте помехи характеризует избирательность приемника по отношению к ней. Однако в диапазоне дециметровых и сантиметровых волн основным видом помех являются

Рис.58

шумовые помехи с широким сплошным спектром. Kaк было показано ранее действие такой помехи определяется энергетической полосой пропускания. Последняя приблизительно равна полосе пропускания на уровне и сравнительно слабо зависит от того, насколько резко убывает усиление в области больших расстроек. По этой причине приемники микроволнового диапазона часто проектируются исходя лишь из заданной полосы пропускания и не учитывая требований к прямоугольности резонансной кривой.

Рис.59

Резонансная кривая (амплитудночастотная характеристика) всего высокочастотного тракта приемника определяется главным образом усилителем промежуточной частоты. Как известно, линейные искажения зависят не только от амплитудночастотной, но и от фазовой характеристики усилителя. Однако полосовые усилители принадлежат к такому классу схем, у которых амплитудночастотная характеристика связаны однозначной зависимостью. Это позволяет формулировать требования, предъявляемые лишь к первой из них, если есть уверенность, что при

и фазовая характеристика будет удовлетворять соответствующим требованиям. Искажения импульсных сигналов удобно оценивать посредством переходной характеристики, которая тоже связана с амплитудночастотной характеристикой. Это позволяет при проектировании полосовых усилителей учитывать лишь резонансную кривую, не рассматривая фазочастотную характеристику.

В настоящее время находят применение несколько типов полосовых усилителей:

1. Усилители, у которых каждый каскад содержит одиночный контур, причем контуры разных каскадов настроены на одну частоту;

2. Усилители, у которых каждый каскад содержит одиночным контур, причем контуры разных каскадов настроены на разные частоты;

3. Усилители, у которых каждый каскад содержит систему связанных контуров;

4. Усилители с фильтрами сосредоточенном селекции;

5. Комбинированные усилители.

Ниже будут рассмотрены зависимости параметров усилителей с параметрами элементов схемы для указанных выше типов полосовых усилителей.

Усилители с одноконтурными каскадами, настроенными на одну частоту

Рассмотрим многокаскадный усилитель, у которого каждый каскад содержит одиночный контур, причем контуры разных каскадов настроены на одну частоту, которая является номинальной промежуточной частотой.

Общее усиление многокаскадного усилителя определяется перемножением коэффициентов всех каскадом при одинаковых частотах. Считая каскады одинаковыми, получим:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (6.4)

а резонансный коэффициент усиления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Следовательно,

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При условии выражение (6.6) примет вид

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.7)

При неравномерности полоса прорускания

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(6.8)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (6.9)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При неравномерности

где полоса пропускания каждого каскада;

функция числа каскадов, определяемая выражением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.10)

Из формулы (6.9) видно, что для получения заданной полосы пропускания надо расширить полосу каждого каскада.

Для этого затухание каждого контура выбирают равным



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.11)

Коэффициент прямоугольности частотной характеристики усилителя

Размещено на http: //www. allbest. ru/

зависит от числа каскадов. У однокаскадного усилителя.

С ростом числа каскадов прямоугольность улучшается, однако возможности улучшения ограничены. Так, при .

Фазовая характеристика многокаскадного усилителя .

В узкополосных усилителях нетрудно получить большое усиление. Оно ограничено условием устойчивости усиления (см. раздел V). В рассмотренном режиме коэффициент усиления в некоторых пределах не зависит от емкости контура. Действительно, при увеличении емкости до определенного критического значения уменьшается резонансное сопротивление, одновременно должны быть увеличены коэффициенты

т и п так, чтобы коэффициент усиления оставался неизменным, пока . Поэтому в узкополосных усилителях без ущерба для усиления емкость контура можно увеличивать, что полезно для повышения стабильности.

В широкополосных усилителях обычно . При этом (6.5) можно представить в виде

Размещено на http: //www. allbest. ru/

(6.13)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

,

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где. (6.14)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Из (6.13) видно, что коэффициент усиления тем меньше, чем больше емкость контура и полоса частот, поэтому в широкополосных усилителях трудно получить большое усиление. Уменьшение емкости ограниченно величиной, а также соображениями стабильности показателей усилителя.

Из (6.13) и (6.14) видно, что коэффициент усиления двояко зависит от коэффициента включения п. Оптимальное значение определяется следующим выражением

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.14)

Дальнейшее расширение полосы пропускания усилителя можно получить шунтированием контура резистором.

Преобразуем (6.13) с учетом (6.9):

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.15)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Здесь коэффициент усиления одного каскада с полосой пропускания, заданной для многокаскадного усилителя;. Множитель показывает, что с увеличением числа каскадов при неизменной полосе пропускания коэффициент усиления каждого каскада уменьшается, так как для сохранения заданной полосы пропускания приходится увеличивать затухание контуров каждого каскада пропорционально в соответствии с (6.16). При увеличении числа каскадов N коэффициент усиления вначале растет. Когда число каскадов превысит некоторое критическое значение, коэффициент усиления начнет уменьшатся. Поэтому в широкополосных усилителях с одинаково настроенными контурами большое усиление при заданной полосе пропускания не всегда достижимо. Большое произведение коэффициента усиления на полосу пропускания можно обеспечить в усилителях _с взаимно расстроенными каскадами или с полосовыми фильтрами.

Усилители с двухконтурным фильтром

В приемных устройствах применяются различные варианты усилителей с двухконтурными фильтрами. Наиболее распространены индуктивная и внешнеемкостная связи между контурами. Связь контуров с усилительными приборами обычно бывает автотрансформаторная или с помощью емкостного делителя.

Рассмотрим вариант с индуктивной связью между контурами (Рис. 6.5). Основные выводы при этом будут справедливы и для других вариантов.

Рис.60

Перейдем к эквивалентной схеме, в которой выход усилительного прибора заменим генератором тока с проводимостью и емкостью, а вход следующего каскада заменим проводимостью и емкостью



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 61

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 62

напряжение холостого хода между точками 11:. Зная

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

коэффициент передачи фильтра, можно найти коэффициент усиления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (6.17)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

где характеристическое сопротивление первого контура.

Выражение (6.17) справедливо для усилителя с фильтром, содержащим любое число контуров (при соответствующем).

Фазочастотная характеристика усилителя определяется фазочастотными характеристиками фильтра и усилительного прибора. В отличие от одноконтурного усилителя она в данном случае имеет дополнительный фазовый сдвиг. Модуль коэффициента усиления имеет вид:



Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.18)

Вблизи резонанса частотная характеристика усилителя в основном определяется частотной характеристикой фильтра:

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.19)

Из теории линейных цепей известны выражения для. Для днухконтурного фильтра при одинаковых параметрах контуров

Размещено на http: //www. allbest. ru/

, (6.20)

Размещено на http: //www. allbest. ru/

С учетом выражения (6.20) выражение (6.19) имеет вид

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.21)

В Nкаскадном усилителе коэффициент усиления

Размещено на http: //www. allbest. ru/

При резонансе ()

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Из (6.22) и (6.23) выражение частотной характеристики усилителя, если усилительный прибор выбран с достаточным запасом по частоте, имеет вид

Размещено на http: //www. allbest. ru/

. (6.24)

Форма характеристики зависит от . При она одногорбая; при (критическая связь) частотная характеристика имеет наиболее ровную вершину; при она двугорбая.

Частоотная характеристика наиболее близка к прямоугольной, когда впадина между двумя горбами соответствует допустимой неравномерности в пределах полосы пропускания. Для настройки удобнее фильтры с критический связью между контурами (). При этом и фазовая характеристика ближе к линейной.

Усилители с фильтром сосредоточенной селекции

В тех случаях, когда полосовой усилитель должен иметь очень высокую избирательность (т.е. резонансную кривую с коэффициентом прямоугольности, близким к единице), используются фильтры сосредоточенной избирательности или селекции (ФСС). Кроме того, применение ФСС целесообразно если в качестве апериодического усилителя используется усилительный модуль в интегральном исполнении, обеспечивающий достаточно большое усиление.

Широко применяют LCфильтры различной сложности, электромеханические и пьезокерамические фильтры. Ими в основном определяется частотная характеристика тракта промежуточной частоты. Если требуется дополнительные каскады, то их полосу пропускания делают более широкой, чем у ФСС, чтобы не ухудшить характеристику.

Сосредоточение селективности в одном каскаде обеспечивает большую устойчивость формы частотной характеристики тракта при изменении температуры и режима питания. Вследствие разброса параметров транзисторов тракт с распределенной по каскадам селективностью характеризуется меньшей устойчивостью частотной характеристики. На Рис.65. показан пример схемы многозвенного LCфильтра.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис.63

Электромеханический фильтр в схеме усилителя на рисунке состоит из входного магнитострикционного преобразователя электрических колебаний в механические, механического фильтра и выходного преобразователя механический колебаний в электрические. Эффект магнитострикции заключается в способности некоторых материалов (никель, пермаллой) изменять свои размеры в магнитном поле.

Электрические колебания промежуточной частоты подаются на обмотку катушки входного магнитострикционного преобразователя. Внутрь этой катушки помещен никелевый стержень, который в результате магнитострикционного эффекта совершает продольные механические колебания с частотой подведенного электрического сигнала. Эти колебания возбуждают механический резонатор в виде диска из железоникелевого сплава. Диск связан с другими дисками посредством упругих никелевых стержней, в которых возникают



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис.64

продольные колебания. Таким образом, диски не образуют единой жесткой конструкции, а являются системой связанных резонаторов. Каждый диск резонирует подобно колебательному контуру, а стержни действуют подобно емкостям связи. Последний диск возбуждает колебания никелевого стержня, помещенного внутрь обмотки выходного магнитострикционного преобразователя. В результате обратного магнитострикционного эффекта на концах этой обмотки возникает выходное напряжение промежуточной частоты.

Такие фильтры имеют близкую к прямоугольной частотную характеристику, малые габариты и хорошую температурную стабильность.

В диапазонах метровых и дециметровых волн применяются фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Они состоят из пьезоэлектрической подложки (кварц, ниобат лития, германат висмута), на которую методами фотолитографии нанесены пленочные преобразователи в виде встречноштырьевых гребенок (Рис.6.10).

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис.65

Если на входной преобразователь подать сигнал, то вследствие пьезоэлектрического эффекта в промежутках между штырями возникнет акустическая волна, которая распространяется в обе стороны от преобразователя. В одном из направлений волна затухает в поглощающей среде, в другом достигает выходного преобразователя, где преобразуется за счет обратного пьезоэлектрического эффекта. Фильтры на ПАВ относятся к классу фильтров, известных под названием трансверсальных.

Фильтрацию сигналов можно рассматривать как сложение задержанных сигналов с соответствующими весовыми коэффициентами. В полосе пропускания задержанные сигналы складываются синфазно, а в полосе подавления противофазно. Структура трансверсального фильтра показана на рис.

Рис.66

Фильтр имеет линию задержки с N отводами, причем каждый отвод характеризуется весовым коэффициентом. Сумма взвешенных сигналов, снимаемых с отводов, образует выходное напряжение. Электроды встречно штыревого преобразователя, нанесенные на подложку, можно рассматривать как отводы линии задержки, а шины как сумматоры. В отличие от классического трансверсального фильтра на ПАВ две системы отводов от линии задержки. Его характеристика определяется двумя преобразователями (входным и выходным), которые можно варьировать для формирования результирующей характеристики.

Фильтры на ПАВ не являются минимальнофазовыми, так как в них сигнал от входа к выходу проходит несколькими путями. В минимальнофазовых фильтрах АЧХ и ФЧХ однозначно связаны друг с другом. Поэтому для обеспечения линейности ФЧХ вводят корректор, что усложняет фильтр. У неминимальнофазовых фильтров АЧХ и ФЧХ независимы, поэтому можно реализовать близкую к прямоугольной АЧХ, обеспечив в полосе пропускания линейность ФЧХ.

Фильтры на ПАВ применяются для частот от 30 до 800 МГц с относительной полосой пропускания от 0,1 до 30 %. Их можно использовать в диапазоне частот от 1 МГц до 3 ГГц, причем нижняя граница этого диапазона определяется размерами подложек, а верхняя возможность изготовления преобразователей. Достоинствами фильтров на ПАВ являются хорошая селективность, малые габариты, возможность изготовления методами интегральной технологии, совместимость с интегральными модулями. При массовом производстве обеспечивается хорошая воспроизводимость характеристик и относительно низкая себестоимость, высокая надежность, стабильность характеристик.

VII. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

В преобразователе частоты происходит изменение несущей частоты колебания сигнала. По отношению к колебаниям гетеродина нелинейность преобразовательного элемента должна проявлять себя возможно сильнее. В подавляющем большинстве случаев выполняется условие, что . Роль нелинейных или параметрических элементов в современных преобразователях частоты обычно выполняют транзисторы - биполярные или полевые, а также диоды - вакуумные и полупроводниковые.

В общем случае преобразователи частоты включают в себя преобразующий элемент (смеситель), гетеродин, фильтр, выделяющий колебания промежуточной частоты

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 67 Структурная схема преобразователя частоты

В основу классификации преобразователей частоты обычно кладут тип преобразовательного элемента и особенности схемотехники.

Так различают преобразователи частоты

транзисторные,

диодные,

перемножительные,

по схемотехнике

однотактные,

двухтактные (балансные),

кольцевые.

1.1. Основные качественные показатели преобразователей частоты

1. Коэффициент преобразования

или ,

где Eс эдс источника сигнала.

2. Входное сопротивление

, или входная проводимость .

3. Выходное сопротивление

, или выходная проводимость .

7.2 Общая теория преобразователей частоты

Считаем, что преобразовательный элемент является безынерционным. Тогда входной и выходной токи в каждый момент времени определяются мгновенными значениями uс, uп, uг согласно данной системе уравнений:

(7.1)

Учитывая, что обычно выполняется условие uс, uп << uг, выражение для выходного тока можно представить в виде разложения в ряд Тейлора в точке, задаваемой мгновенными значениями напряжения сигнала, и сигнала на промежуточной частоте (ввиду малости напряжений сигнала и сигнала на промежуточной частоте можно ограничиться лишь первыми членами разложения):

. (7.2)

По своему смыслу

есть некоторая проводимость, которая может быть названа обобщенной крутизной преобразующего элемента, а функция

- его обобщенной выходной проводимостью.

Индекс "0" указывает, что соответствующие функции даны для рабочей точке, задаваемой совместным действием напряжения гетеродина и постоянных напряжений. Обычно напряжение гетеродина является гармоническим колебанием

.

Поэтому функции являются периодическими функциями относительно частоты гетеродина и могут быть разложены в ряд Фурье.

Выбрав начало отсчета так, чтобы соответствующие функции разложения были четными, можно записать:

(7.3)

где I0, S0, Gi0 - постоянные составляющие выходного тока, крутизны и выходной проводимости; Ik, Sk, Gik - амплитуды kх гармоник указанных величин.

Сигнал на выходе преобразовательного элемента может быть представлен в следующем виде:

Примем в качестве промежуточной частоты комбинационную частоту

.

Выделим из спектра выходного колебания составляющую сигнала

и соответствующую ей составляющую на промежуточной частоте

,

где fс, fп - начальные фазы, отсчитываемые относительно фазы напряжения гетеродина, принятой за нулевую. Тогда выходной ток можно представить в следующем виде:

. (7.5)

Учитывая, что произведение косинусов может быть преобразовано по формуле

,

получим окончательное выражение для выходного тока преобразователя частоты:

. (7.6)

Таким образом, мгновенное значение тока промежуточной частоты образуется векторным сложением двух слагаемых, первое из которых обусловлено собственно процессом преобразования, а второе - реакцией цепи нагрузки.

Выражение (1.6) в комплексном виде может быть представлено в следующем виде:

, (7.7)

где

- комплексносопряженная амплитуда сигнала.

Аналогично можно получить выражение для входного тока преобразовательного элемента. Выражение для тока сигнала на входе преобразовательного элемента представляется следующим образом:

(7.8)

где Gобр k - амплитуда kй гармоники обобщенной проводимости обратной связи преобразовательного элемента,

- комплексносопряженная амплитуда напряжения промежуточной частоты; G0 - постоянная составляющая обобщенной входной проводимости преобразовательного элемента.

Система указанных уравнений полностью описывает поведение преобразователя частоты, как линейного 4полюсника

(7.9)

Таким образом, свойства преобразователя описываются в системе Yпараметров. Соответственно можно определить и Yпараметры для преобразователя частоты:

- крутизна преобразования;

- входная проводимость преобразователя;

- внутренняя проводимость преобразователя;

- крутизна обратного преобразования.

С учетом предыдущих замечаний система уравнений, описывающих поведение преобразователя частоты, может быть представлена в виде

(7.11)

Из системы уравнений (7.11) можно получить коэффициенты преобразования

 и обратного преобразования

,

а также определить входную и выходную проводимости преобразователя при реальной нагрузке Zн и внутреннем сопротивлении источника сигнала.

Из второго уравнения системы (7.11), учитывая, что

, получаем:

(7.12)

Откуда путем последовательных преобразований находим

где

- внутренний коэффициент передачи преобразователя,

- его внутреннее сопротивление.

Таким образом, как следует из системы уравнений (7.11), преобразователь можно представить эквивалентными схемами, которые аналогичны эквивалентным схемам усилителей радиосигналов (рис.7.2.), но с заменой m на п, R на Riп, S на Sп.



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 68 Эквивалентные схемы усилителей радиосигналов

Коэффициент передачи преобразователя можно определить из второго уравнения системы (7.11). Для этого заменяем

и делаем простые преобразования:

(7.14)

Или

(7.15)

Из выражения (7.15) легко получается выражение для коэффициента передачи преобразователя в следующем виде:

(7.16)

Коэффициент обратного преобразования легко найти из первого уравнения системы (7.11) с учетом того, что

(при рассмотрении обратного преобразования полагаем что и поэтому

(7.17)

Отсюда имеем:

или (7.18)

Далее коэффициент обратного преобразования определяется следующим образом:

(7.19)

где обр. п - внутренний обратный коэффициент передачи.

Входная проводимость преобразователя может быть получена из первого уравнения системы (7.11). Для этого разделим обе части уравнения на Uс и после несложных преобразований получим:

 (7.20)

Из второго уравнения системы (7.11) путем деления обоих частей уравнения на Uп найдем выражение для выходной проводимости преобразователя:

(7.21)

Таким образом, определены все основные показатели преобразователя частоты.

Преобразователи частоты на полевых и биполярных транзисторах

Транзисторы могут использоваться в качестве преобразовательных элементов на тех же частотах сигнала, на которых работают и усилители радиосигналов, собранные на этих транзисторах.

В однозатворных полевых транзисторах напряжение сигнала и гетеродина прикладывается между затвором и истоком, а фильтр промежуточной частоты включается в цепь стока.

Для расчета крутизны преобразования необходимо знать зависимость крутизны преобразования

от напряжения на промежутке затвор-исток. Эта зависимость может быть получена дифференцированием сток-затворной характеристики транзистора. Поскольку эта характеристика имеет вид квадратичной параболы, то зависимость крутизны сток-затворной характеристики от напряжения истокзатвор оказывается линейной. Для ослабления влияния паразитных каналов приема при k=1 целесообразно выбирать =180О (хотя оптимальное значение достигается при =120О)

Обычно используется отдельный гетеродин (совмещенные гетеродины применяются в наиболее дешевых приемниках). Напряжение может вводиться либо в цепь затвора через малую емкость связи Ссв или в цепь истока. В первом случае наблюдается большая взаимосвязь настроек сигнального и гетеродинного контуров, что является существенным недостатком такого включения гетеродина.

Во втором случае этот недостаток устраняется, что может повысить стабильность частоты гетеродина. Однако в этом случае требуется более мощный гетеродин.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис. 69 Структурные схемы гетеродинов приемника

В преобразователях на полевых транзисторах при умеренновысоких частотах практически отсутствует обратное преобразование частоты и его влиянием можно пренебречь при расчетах входной и выходной проводимостей. Кроме того, отсутствие обратного преобразования обеспечивает большую устойчивость преобразователей частоты на полевых транзистора. Входная и выходная проводимости равны параметрам транзистора в усилительном режиме на сигнальной и промежуточной частотах, соответственно.

Преобразователи частоты на биполярных транзисторах по способу включения гетеродина аналогичны предыдущим схемам.

Экспериментальные исследования показывают, что входная и выходная проводимости примерно равны соответствующим проводимостям в режиме усиления. Обычно требуемое напряжение гетеродина равно 50200 мВ, мощность гетеродина составляет единицы мВт. И в этом случае обратным преобразованием можно пренебрегать при расчетах преобразователей частоты на биполярных транзисторах.

Диодные преобразователи частоты

Для диода справедливо

и следовательно оказывается, что в уравнениях преобразования можно принимать:

(7.22)

C учетом этих замечаний коэффициенты передачи диодного преобразователя можно представить следующим образом:

Таким образом, в диодных преобразователях внутренние параметры прямого и обратного преобразования равны, а коэффициенты прямого и обратного преобразования отличаются только изза разницы Zн и Zс.

Рис.70 Эквивалентная схема диодного преобразователя частоты

Особенностью полупроводниковых диодов является наличие обратной проводимости, которая резко увеличивается при обратных напряжениях 12 В. Это снижает глубину модуляции и эффективность преобразователя частоты. По этой причине амплитуда гетеродинного напряжения не должна превышать 1 вольта для кремниевых диодов, и 2 В для германиевых. Рабочую точку обычно выбирают вблизи начала координат.

Типичные значения основных величин при преобразовании на основной частоте гетеродина являются: ,

,

номинальный коэффициент передачи диодного преобразователя , требуемая мощность гетеродина .

Основной недостаток диодных преобразователей определяется малой электрической прочностью полупроводниковых смесительных диодов, связанной с малостью площади контакта. За счет малой площади контакта плотность тока протекающего через смесительный диод оказывается большой и легко может превысить допустимое значение при воздействии достаточно мощных импульсных помех или сигналов и привести к пробою смесительного элемента.

Балансные преобразователи частоты

В настоящее время, в качестве типовых преобразователей частоты в сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн все чаще используются балансные преобразователи частоты.

Наиболее существенным свойством балансного преобразователя частоты при приеме слабых сигналов является способность в значительной мере подавлять шумы гетеродина. В этом диапазоне волн гетеродин наряду с основным колебанием частоты fг генерирует также сплошной спектр шумов, форма огибающей которого определяется частотной характеристикой колебательной системы гетеродина.

На рисунке показан спектр шумов гетеродина и частоту генерации гетеродина. Частота принимаемого сигнала отстоит от частоты гетеродина на промежуточную частоту. Как видно из представленного графика на частоте сигнала имеется достаточно высокий уровень шумов гетеродина, которые в дальнейшем усиливаются приемным устройством. Наличие шумов гетеродина приводит к ухудшению шумовых свойств приемника. Применение балансных смесителей позволяет значительно снизить уровень шумов, обусловленных гетеродином. Степень подавления шумов от симметрии балансной схемы, чем она выше, тем больше подавление собственных шумов гетеродина.

Кроме того, следует отметить, что дополнительным преимуществом балансных схем преобразователей является высокая степень развязки цепей сигнала и гетеродина (сигнал не попадает в цепь гетеродина и наоборот). Это устраняет взаимозависимость настроек контуров сигнальных и гетеродинных цепей, излучение мощности гетеродина через приемную антенну в приемниках без УВЧ или без невзаимных элементов в СВЧ тракте. При этом резко снижаются требования к мощности гетеродина, т.к. можно реализовать сильную связь гетеродина со смесителем.

Принципиальная схема балансного смесителя приведена на рисунке



Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рис.71 Принципиальная схема балансного смесителя на диоде

Шумы гетеродина поступают на диоды VD1 и VD2 в противофазе, а за тем в противофазе подаются на выходной трансформатор смесителя. Поэтому при высокой симметрии плеч преобразователя шумовой сигнал от гетеродина буде близок к нулевому уровню.

Следует отметить, что возможны и другие схемы построения балансных смесителей.

Кольцевые преобразователи

Для повышения развязки между цепями сигнала и гетеродина в многоканальных связных системах применяются двойные балансные преобразователи, получившие название кольцевые. За счет этого в многоканальных системах связи устраняются интермодуляционные помехи связанные с проникновением частоты гетеродина во входные цепи других каналов связи. В кольцевых преобразователях практически полностью устраняется прохождения сигнала и колебаний гетеродина в цепи промежуточной частоты.

Здесь используется диодное кольцо с односторонней проводимостью. Подобные преобразователи имеют низкий уровень шумов и большой линейный участок амплитудной характеристики, однако, обладают значительными потерями на преобразовании. Кольцевые преобразователи используются в диапазоне частот до 100 МГц, их широко применяют в профессиональных приемниках дециметрового диапазона.

Преобразователи без зеркального канала

При некотором усложнении балансные преобразователи позволяют скомпенсировать зеркальный канал приема. Такие преобразователи целесообразно использовать при малой промежуточной частоте, т.к. в этом случае трудно обеспечит высокую избирательность по зеркальному каналу.

Напряжения сигнала Uс с частотой fс и фазой fс и зеркального канала с частотой fзер, фазой зер подаются на преобразовательные элементы ПЭ1 и ПЭ2. Напряжения с гетеродина подается на преобразовательные элементы ПЭ1 и ПЭ2 с соответствующими сдвигами по фазе . В результате на выходе ПЭ1 получается напряжение сигнала с частотой и фазой и напряжения зеркального канала с частотой и фазой . На выходе ПЭ2 получают напряжения сигнала и зеркального канала с теми же частотами и с фазами соответственно и . Преобразованные по частоте напряжения сигналов подаются на фазовращатели, на выходе которых фаза сигнала равна . Для частоты зеркального канала, для первого канала , для второго канала. При сложении сигналов на выходе происходит подавления зеркального канала, т.к. разность фаз сигналов зеркальной частоты составляет 1800.

Таким образом, данная схема преобразователя эффективно подавляет зеркальный канал.

VIII. ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ

8.1 Классификация детекторов

Детектором называется устройство, служащее для создания напряжения, изменяющегося в соответствии с законом модуляции одного из параметров входного сигнала. Детекторы можно классифицировать по характеру входного сигнала и виду параметра, который подвергается модуляции, по способу выполнения.

Радиосигналы можно подразделить на три основные группы:

1. Непрерывные гармонические, в которых передаваемое сообщение заложено в модуляции одного из следующих параметров гармонического колебания: амплитуды, частоты или фазы. В зависимости от вида модуляции детектируемого сигнала различают следующие виды детекторов:

- амплитудные (АД);

- частотные (ЧД);

- фазовые (ФД).

2. Радиоимпульсные сигналы, в которых сообщение передается с помощью модуляции одного из следующих параметров:

- пикового напряжения Uпик;

- частоты fвх;

- длительности импульса tи (широтно-импульсная модуляция (ШИМ));

- времени начала импульса tви (время-импульсная модуляция (ВИМ)).

Для детектирования подобных сигналов используются детекторы радиоимпульсов.

3. Видеоимпульсные сигналы. Модуляция в видеоимпульсах может осуществляться изменением пикового значения (амплитудно-импульсная модуляция (АИМ)), изменением длительности импульса (ШИМ), времени начала импульса (ВИМ и фазо-импульсная модуляция (ФИМ)); возможно изменение комбинации импульсов в группе (импульсно-кодовая модуляция (ИКМ)). Детектирование подобных сигналов осуществляется детекторами видеоимпульсов. Детекторы, реагирующие на пиковое значение, называются пиковыми.

8.2 Амплитудные детекторы

Амплитудным детектором называется устройство, на выходе которого создается напряжение в соответствии с законом модуляции амплитуды входного гармонического сигнала.

Исходный спектр амплитудно-модулированного (АМ) колебания имеет три составляющие: несущее колебание и две боковые. После детектирования спектр содержит постоянную составляющую и модулирующий сигнал. Таким образом, напряжение на выходе АД содержит составляющие частот, которых не было во входном напряжении. Поэтому задача АД не сводится к простой фильтрации с помощью линейной цепи с постоянными параметрами. Новые частотные составляющие могут возникнуть только при прохождении сигнала либо через параметрическую линейную цепь, либо нелинейную цепь. Следовательно, в зависимости от способа выполнения АД можно разделить на синхронные детекторы, использующие линейную цепь с периодически меняющимися параметрами, и детекторы на основе нелинейной цепи.

В зависимости от типа электронного прибора, реализующего нелинейную цепь, АД подразделяются:

- на диодные,

- транзисторные.

В зависимости от того, нелинейность характеристики какого из токов транзистора (коллекторного, базового или эмиттерного) используется для детектирования, транзисторные АД делятся на коллекторные, базовые и эмиттерные, а для полевых транзисторов соответственно стоковые, затворные и истоковые. Однако на практике наиболее часто используются диодные детекторы.

8.3 Синхронные детекторы

В синхронных детекторах под воздействием гетеродина периодически во времени меняются параметры цепи (наиболее часто используется изменение крутизны преобразовательного элемента).

Поскольку к таким устройствам относятся преобразователи частоты, то структурная схема параметрического АД совпадает со структурной схемой преобразователя частоты

Рис. 72 Структурная схема преобразователя частоты

Основное отличие параметрического АД от преобразователя частоты состоит в том, что частоту гетеродина выбирают равной частоте несущего колебания на входе детектора и, таким образом, реализуется нулевая промежуточная частота. Гетеродин должен быть синхронным с сигналом, т.е. частота гетеродина равна частоте сигнала, а фаза колебаний гетеродина совпадает по фазе или противофазная фазе принимаемого сигнала. В силу сказанного, АД такого типа называются синхронными. В преобразователях частоты частота сигнала и гетеродина различны и отличаются на величину промежуточной частоты.

Принцип работы синхронного детектора аналогичен принципу работы преобразователя частоты. Ток на выходе преобразователя при с учетом начальной фазы колебаний гетеродина можно записать:

...