Биполярные транзисторы по сравнению с электронными лампами имеют следующие преимущества: малые габариты и вес, небольшую потребляемую мощность, длительный срок службы и др. Однако они имеют и недостатки, к которым относятся: низкие предельные частоты, большая температурная зависимость, малое входное сопротивление и небольшая выходная мощность.

Принципиальное отличие транзисторных усилителей объясняется тем, что из-за малого значения входного сопротивления источник сигнала работает в режиме короткого замыкания

, (3.3)

т.е. транзисторный усилитель управляется током. Усилители на электронных лампах и полевых транзисторах управляются напряжением

. (3.4)

Принцип работы и основные процессы в биполярных транзисторах также отличаются от принципов работы и процессов, протекающих в электронной лампе. Инжекция носителей через эмиттерный переход в область базы осуществляется за счет прямого смещения. В области базы дырки движутся по закону диффузии и достигают коллекторного перехода. Только часть дырок успевает рекомбинироваться в области базы, образуя ток в цепи базы. Таким образом, в транзисторе протекает ток эмиттера, ток коллектора и ток базы:

(3.5)

Соотношение (3.5) почти не зависит от и , а определяется законами диффузии и конструкцией транзистора. Основным усилительным параметром биполярного транзистора является коэффициент усиления по току с общей базой (рис. 3.5). В этой схеме входным током является Iэ, а выходным током - Iк.

. (3.6)

При включении транзистора с общим эмиттером (рис.3.6.) током входной цепи является ток базы .

Рис.3.6.Усилительный каскад с общим эмиттером

Источник сигнала меняет потенциальный барьер эмиттерного перехода, что приведет к изменению инжекции, т. е. к изменению и . При этом на нагрузочном сопротивлении в цепи коллектора выделяется усиленное напряжение. Коэффициент усиления по току транзистора с общим эмиттером

. (3.7)

В качестве основного источника питания в транзисторных усилителях используются аккумуляторы или выпрямители. По аналогии с ламповыми схемами коллекторные цепи всех каскадов подключаются к источнику питания параллельно. При этом в цепях питания каждого каскада включают развязывающие фильтры.

Для установления необходимого рабочего режима на базу р-n-р транзистора относительно эмиттера нужно подать небольшое отрицательное смещение (0,05 - 0,5 В). Это смещение желательно получить от источника , чтобы исключить второй источник питания Есм.

3.6 Работа биполярного транзистора в усилительном каскаде

До момента t1 на входных клеммах имеется только напряжение смещения, Uвх =0. Поэтому в выходной цепи протекает только постоянная составляющая I0к. Потенциал коллектора Uк 0 определяется выражением

Uк 0=Е- I0кRн.

В момент t1 во входную цепь поданы Uвх(t) и Ecм парралельно, которые показаны на рис. 3.7. (график 1). Потенциональный барьер эмиттерного прямосмещенного перехода будет меняться по закону Uвх(t), что приведет к изменению тока инжекции Iэ, следовательно, Iк (график 2).

Если напряжение на эмиттерном переходе уменьшается, то уменьшаются Iэ, Iк и наоборот. Таким образом, источник сигнала Uвх(t) небольшой мощности управляет током выходной цепи. В выходную цепь, кроме основного источника питания, включено нагрузочное сопротивление, следовательно, на этом сопротивлении из-за протекания тока будут происходить падения напряжения постоянной Uк 0 и переменной Uвых(t) составляющих. В схеме с общим эмиттером Uвых(t) снимается через разделительную емкость С с коллектора, которое равно Uвых(t) =E-iвых(t)Rн (график 3).

Анализируя графики 1 и 3, приходим к выводу, что усилительный каскад с общим эмиттером меняет фазу усиленного сигнала Uвых(t) на 180°

Рис.3.7. Графики напряжений и токов в усилителях: а - с p-n-p-транзистором; б - с n-p-n-транзистором

3.7 Схемы межкаскадной связи

Для передачи сигнала от одного каскада к другому применяют различные схемы, называемые схемами межкаскадной связи. Эти схемы одновременно служат для подачи питающих напряжений на электроды усилительных элементов, а также для придания усилителю определенных свойств. Существует три вида схем межкаскадной связи: непосредственная, резисторная и трансформаторная. Название усилительного каскада определяется примененной в нем схемой межкаскадной связи.

В каскадах со схемами непосредственной межкаскадной связи называют такие схемы, в которых выходной электрод предыдущего каскада соединяется с входным электродом последующего непосредственно (рис.3.8). Основным достоинством каскадов с непосредственной связью является их способность усиливать сигналы с постоянной составляющей. Недостатком, нарушающим нормальную работу усилителей, является дрейф нуля. К дополнительным недостаткам каскада с непосредственной связью относится трудность согласования потенциальных уровней выходных и входных цепей. Непосредственную связь используют в усилителях постоянного тока и в интегральных микросхемах.

Рис.3.8. Схема с непосредственной связи между каскадами

При резисторной (резисторно-емкостной) связи применяется разделительный конденсатор С 1, который преграждает путь постоянной составляющей напряжения из выходной цепи на вход следующего каскада (рис. З.3). Резисторные каскады свободны от недостатков каскадов с непосредственной связью: они не обладают дрейфом нуля, передаваемым на следующий каскад, и без затруднения позволяют обеспечить необходимые напряжения на усилительных элементах при питании многокаскадного усилителя от одного источника. Резисторные каскады обладают хорошей частотной характеристикой, имеют небольшие нелинейные искажения и находят широкое применение.



Рис.3.9. Схема трансформаторной связи

При трансформаторной межкаскадной связи используется трансформатор (рис.3.9). Через первичную обмотку трансформатора, включаемую в выходную цепь усилительного элемента, на выходной электрод подается напряжение питания, а ко вторичной присоединяют входную цепь следующего каскада. Переменная составляющая выходного тока, проходя через первичную обмотку, создает на ней напряжение сигнала, трансформирующееся во вторичную обмотку и подающееся на вход следующего каскада.

Лекция №4. Обеспечение и стабилизация режима работы усилительного элемента по постоянному току

4.1 Режим работы усилительного элемента

Различают активный и ключевой режимы работы усилительного элемента (УЭ). Активный режим используется в АЭУ и соответствует определенному постоянному напряжению или току на управляющем электроде. Это постоянное напряжение называется смещением.

Режим работы УЭ при отсутствии сигнала на его входе называют режимом по постоянному току. В некоторых учебниках этот режим называют статическим или режимом покоя. В этом случае в цепях УЭ протекают только постоянные составляющие токов, определяемые рабочей точкой или точкой покоя. Рабочая точка соответсвует заданному смещению.

При наличии Uвх входного сигнала в цепях УЭ появляются переменные составляющие токов и напряжений, что соответствует режиму по переменному току. Последний различается на режим слабого сигнала (предварительные каскады), когда входной сигнал мал, и режим сильного сигнала (выходной каскад), когда на входе большая амплитуда усиливаемого сигнала.

Режим сильного сигнала в свою очередь подразделяется на режимы А, В, АВ и С.

В режиме А рабочая точка выбирается на середине линейного участка проходной характеристики. При этом ток выходной цепи протекает без отсечки (рис.4.1., а). Ток покоя I0 превышает амплитуду выходного тока Iтвых.



Рис.4.1. Работа усилительного элемента: а - в режиме А; б - в режиме В

Преимуществом режима А является малый коэффициент нелинейных искажений, так как рабочая область характеристики располагается на линейном участке. Недостатком режима А является большой ток , т. е. большое потребление энергии от источника питания, что определяет незначительный коэффициент полезного действия.

з=Pвых/P0,

где P0=EI0 - потребляемая мощность

В режиме В рабочая точка выбирается на изгибе проходной характеристики. Ток в выходной цепи существует в течение половины периода, т.е. в режиме В имеет место отсечка выходного тока (рис.4.1., б).

При идеальном режиме В угол отсечки 90. Ток покоя близок к нулю. Однако в действительности из-за нелинейной характеристики транзистора Iо оказывается равным 8-10% Imax. Угол отсечки несколько превышает 90°. Преимуществом режима В является высокий кпд, недостатком - большой коэффициент нелинейных искажений. Режим В применяется в усилителях мощности по двухтактной или симметричной схеме.

Режим С характеризуется углом отсечки меньше 90°, еще большим кпд. Он используется в радиопередающих устройствах.

Ключевым режимом или режимом Д называют такой режим работы усилительного элемента, при котором он во время работы находится только в двух состояниях: в полностью закрытом, когда ток в его выходной цепи отсутствует, или полностью открытом, когда падение напряжения между выходными электродами близко к нулю. В режиме Д можно получить высокий КПД. Ключевой режим применяется в импульсных и цифровых устройствах.

4.2 Цепи подачи смещения

Подача смещения может быть реализована с помощью дополнительного источника питания Eсм. Этот способ практически не используется, так как применение двух источников питания нерационально.

В каскадах на электронных лампах и полевых транзисторах используется способ автоматического смещения (см. рис.3.1., 3.3). Элементами автоматического смещения в этих схемах являются Rк и Rи. По переменной составляющей эти резисторы зашунтированы Ск и Си. Следовательно, на этих резисторах происходит падение напряжения

Uсм=Iа 0Rн=IcoRн.

Падение напряжения на R1 отсутствует, так как ток, протекающий по этой цепи равен нулю.

Рассмотрим способы подачи смещения в каскадах на биполярных транзисторах. Для установления необходимого рабочего режима на базу р-n-р транзистора относительно эмиттера нужно подать небольшое отрицательное смещение (0,05-0,5 В). Это смещение желательно получить от источника Eк, чтобы исключить второй источник питания.

Первый способ подачи смещения фиксированным током базы при помощи гасящего сопротивления R1 показан на рис.4.2,а. R1 и образуют делитель напряжения, причем R1>>rэб. Следовательно, ток смещения в цепи базы определяется только номиналом R1

Iб 0=Ек/R1

Этот постоянный ток является смещением. Если смещение необходимо выразить напряжением, то оно определяется как падение напряжения

Uсм=Iбоrэб.

Рис.4.2. Схемы подачи смещения: а - фиксированным током; б - фиксированным напряжением.

Схема проста (мало элементов), однако имеет следующий недостаток: при смене транзистора требуется индивидуальный подбор R1. Кроме того, изменение обратного тока сильно влияет на режим работы.

Смещение фиксированным напряжением (рис.4.2,б) достигается с помощью делителя R1R2. Для того, чтобы было постоянным и определялось только падением напряжения на R2, делитель R1R2 должен быть низкоомным, т.е. R2<<rэб.

В этом случае изменение при замене транзисторов почти не влияет на общее сопротивление ,так как параллельное соединение определяется наименьшим сопротивлением R2. Следовательно, напряжение смещения определяется

,

где ток делителя

Iд =Е/(R1 + R2).

Сопротивления R1 и R2 в такой схеме можно рассчитать по следующим формулам:

Этот способ не экономичен, однако находит широкое применение, так как остается постоянным при замене транзистора и изменении температуры.

4.3 Стабилизация рабочей точки биполярных транзисторов

Как известно, все параметры биполярного транзистора имеют сильную температурную зависимости. Если не предусмотреть специальные схемы стабилизации, то рабочая точка в зависимости от температуры будет передвигаться, что может привести к выходу ее за пределы рабочей области характеристики. Так, например, обратный ток коллектора в сильной степени зависит от окружающей температуры:

,

где А - коэффициент, зависящий от технологии производства транзистора.

При увеличении температуры на 10С увеличивается в два раза. Такое явление вызывает изменение коллекторного тока и режима работы. Изменение также может быть вызвано изменением коэффициента усиления и изменением питающих напряжений во времени. Широкое применение находят коллекторная и эмиттерная схемы стабилизации режимов работы транзисторов. Надо отметить, что все схемы стабилизации реализованы с использованием отрицательной обратной связи по постоянному току. В схеме коллекторной стабилизации (рис.4.3., а) ток смещения зависит от потенциала коллектора Uк 0, который определяется Uк 0=Е-IкRн. Если увеличится , то уменьшается ток смешения Iб 0=(Е-IкRн)/R1, что приводит к снижению . Процесс автоматического управления при уменьшении тока коллектора происходит обратным образом. Принцип действия коллекторной стабилизации основан на применении отрицательной обратной связи по напряжению.

Коллекторная стабилизация в случае подачи смещения с помощью делителя объясняется следующим образом:

Iд= (Е-IкRн)/(R1 + R2); Uсм= Iд R2

Рис.4.3. Схемы коллекторной стабилизации рабочей точки.

При повышении температуры увеличивается ток коллектора, следовательно, возрастает падение напряжения на сопротивлении нагрузки, вследствие чего уменьшается потенциал коллектора. Это приводит к уменьшению напряжения смещения, следовательно, к уменьшению тока коллектора.

Более высокую стабильность рабочей точки обеспечивает наиболее распространенная схема эмиттерной стабилизации (рис. 4.4.).

Напряжение смещения в этой схеме равняется

.

Принцип действия эмиттерной стабилизации состоит в следующем. Допустим, за счет повышения температуры в схеме возрастают токи и . При этом растет падение напряжения на , что уменьшает напряжение смещения. Снижение напряжения смещения, в свою очередь, ведет к уменьшению токов и . Чтобы исключить обратную связь по переменной составляющей, необходимо зашунтировать большой емкостью .

Рис.4.4. Схема эмиттерной стабилизации рабочей точки

Стабильность рабочей точки повышается при использовании схемы комбинированной стабилизации (рис.4.5), в которой объединены оба рассмотренных способа. Коллекторная стабилизация рабочей точки в этой схеме обеспечивается за счет включения в цепь коллектора элементов развязывающего фильтра.

При увеличении температуры увеличивается Iк и падение напряжения IкRф.

Вследствие чего уменьшается потенциал точки 1, что приводит к уменьшению напряжения смещения. Следовательно, уменьшается ток коллектора, т.е. происходит стабилизация режима работы транзистора.

Рис.4.5. Схема комбинированной стабилизации рабочей точки.

Когда требуется уменьшить нестабильность тока покоя, вызываемую лишь изменением температуры, используются схемы температурной стабилизации (рис.4.6).

Рис.4.6. Схемы температурной стабилизации: а - с помощью терморезистора; б - с помощью диода.

В принципиальной схеме усилителя с температурной стабилизацией, приведенной на рис. 4.6.а, в нижнем плече делителя устанавливается терморезистор с отрицательным температурным коэффициентом. При повышении температуры его сопротивление падает, следовательно, уменьшается напряжение смещения, что вызывает уменьшение токов коллектора и эмиттера. Температурная стабилизация может быть осуществлена с помощью полупроводниковых диодов (рис.4.6.б). С повышением температуры возрастает обратный ток диода, следовательно, возрастает напряжение на сопротивлении и уменьшается напряжение смещения, компенсируя возрастания обратного тока транзистора.

Лекция №5. Предварительные усилители напряжения

5.1 Общие сведения о предварительных усилителях

Предварительные каскады усиления предназначены для усиления тока или напряжения сигнала, создаваемого источником сигнала, до величины, необходимой для подачи на вход усилителя мощности. Предварительные усилители состоят из нескольких каскадов.

Для уменьшения количества каскадов предварительного усилителя коэффициент усиления каждого каскада желательно иметь наибольшим. Для этого в каскадах предварительного усиления используют усилительные элементы с высоким коэффициентом усиления в режиме А.

Вследствие малой амплитуды сигнала в цепях каскадов предварительного усиления расчет коэффициента усиления по току и по напряжению усиливаемого сигнала производят аналитически с использованием эквивалентных схем и малосигнальных параметров усилительных элементов.

Транзисторы в каскадах предварительного усиления обычно включают с общим эмиттером и с общим истоком, так как при работе на входную цепь следующего каскада это дает возможность получить наибольшее усиление. В каскадах предварительного усиления находят широкое применение резистивные схемы на электронных лампах, полевых и биполярных транзисторах. Редко применяются трансформаторные схемы.

5.2 Принципиальные схемы предварительных усилителей

В схеме на рис.5.1. цепь служит для создания автоматического смещения. Нагрузкой выходной цепи является активное сопротивление . Усиленное переменное напряжение на вход следующего каскада снимается с клемм сток-корпус. Напряжение выходной цепи, кроме полезной переменной составляющей, имеет также постоянную составляющую. Чтобы на вход следующего каскада передавать лишь переменную составляющую и не пропускать постоянную составляющую, используется разделительный конденсатор С 1, который должен иметь достаточно большую емкость, чтобы переменная составляющая напряжения передавалась на вход следующего каскада без заметного ослабления.

Рис.5.1. Предварительный каскад на полевом транзисторе

Сопротивление R1 создает замыкание цепи затвора по постоянной составляющей. Так как ток в цепи затвора очень мал и составляет доли пикоампера, то в результате затвор имеет ту же постоянную составляющую потенциала, что и корпус усилителя. Исток имеет положительный потенциал относительно корпуса вследствие действия цепи автоматического смещения. Поэтому между затвором и истоком возникает необходимое отрицательное напряжение смещения. Сопротивление R1 не должно быть слишком большим, но его нельзя выбирать и чересчур малым во избежание уменьшения переменного напряжения вследствие шунтирования сопротивления нагрузки.

Сопротивление и конденсатор образуют Г-образный фильтр, который называется развязывающим. При наличии фильтра переменная составляющая выходного тока iвых(t) замыкается через и не протекает через источник питания, так как его цепь содержит . Вместе с тем фильтр отфильтровывает пульсации напряжения источника питания. Таким образом, фильтр устраняет нежелательные связи различных каскадов, питаемых от общего источника. Для этого и должны иметь как можно большие величины, но величина ограничивается допустимым падением на нем постоянного напряжения, а ограничивается приемлемыми габаритами.

Усилители на полевом транзисторе так же, как и ламповые усилители, имеют большое входное сопротивление , влиянием которого при анализе схем можно пренебречь. Схемы замещения для электронных ламп и полевых транзисторов в упрощенном варианте одинаковы. Характеризуются они также одинаковыми параметрами: коэффициентом усиления , крутизной S и внутренним сопротивлением . Между собой эти характеристики связаны соотношением

.

При дальнейшем анализе усилителей схемы этих усилителей рассмотрим параллельно.

При анализе переменных составляющих токов и напряжений пользуются эквивалентной схемой замещения. При составлении эквивалентной схемы учитывают цепи только по переменной составляющей. Эквивалентная схема одного каскада включает схему замещения выходной цепи усилительного элемента, межкаскадной связи и входной цепи следующего элемента. Источник питания и элементы для подачи постоянных напряжений, как, например, сопротивление автоматического смещения , по переменной составляющей закорачиваются через блокирующие и шунтирующие емкости и в эквивалентную схему не входят. Выходная цепь замещается генератором ЭДС или тока и внутренним сопротивлением. К выходным зажимам усилительного элемента подключается сопротивление нагрузки .

5.3 Эквивалентная схема усилителя

Любой усилительный элемент может быть представлен четырехполюсником, (рис.5.2) который характеризуется системой параметров у, z и h. В нашем курсе мы будем пользоваться системой у параметров.

Рис.5.2. Линейный четырехполюсник.

В этом случае четырехполюсник описывается системой уравнений:

(5.1)

где - входная проводимость;

- обратная проводимость;

- прямая проводимость (S крутизна);

- выходная проводимость.

Таким образом, основные параметры усилительных элементов можно выразить через у - параметры четырехполюсника (рис.5.3.а).

Входная и выходная проводимости усилительного элемента состоят из активных и реактивных составляющих:

, (5.2)

(5.3)

Прямая проводимость определяется коэффициентом усиления БТ или крутизной проходной характеристики ПТ

. (5.4)

Влиянием обратной проводимости на низких частотах пренебрегают, и эквивалентные схемы усилительного элемента входной и выходной цепей рассматривают отдельно (рис. 5.3,б и 5.3,в).

Рис.5.3. Эквивалентная схема двойного усилительного элемента: а - полная; б - выходной цепи; в - входной цепи

Свойства и характеристики усилительного каскада зависят от свойств и параметров усилительного элемента, схемы межкаскадной связи, а также от параметров нагрузки. Определение свойств и характеристик усилителя (анализ) проводят по его эквивалентной схеме. Эквивалентная схема одного каскада усилителя, приведенная на рис.5.4, состоит из эквивалентной схемы выходной цепи усилительного элемента рассматриваемого каскада, элементов схемы межкаскадной связи и эквивалентной схемы входной цепи усилительного элемента следующего каскада.



Рис.5.4. Эквивалентная схема резисторного усилителя.

Полная эквивалентная схема резистивного усилителя (рис.5.4) включает в себя, кроме выходной цепи, цепочку межкаскадной связи C1R1, входную цепь следующего усилительного элемента и емкость монтажа .

В ламповых усилителях и усилителях на полевом транзисторе влиянием можно пренебречь, так как его значение очень велико и ток по этой цепи не протекает.

Емкость выходной цепи представляет собой межэлектродную емкость между анодом и катодом или между стоком и истоком .

Емкость монтажа зависит от габарита выбранных элементов и составляет порядка (1015) пФ для ламповых усилителей и (57) пФ для транзисторных. Емкость входной цепи определяется межэлектродными емкостями затвор-исток и затвор-сток следующим выражением:

.

Если просуммируем параллельно включенные емкости , и , то получим общую паразитную емкость

. (5.5)

С учетом (5.5) эквивалентная схема резистивного усилителя примет вид, изображенный на рис. 5.5, где Ri=Rвых.

Рис.5.5. Эквивалентная схема резистивного каскада на ПТ.

5.4 Методика анализа резисторного каскада предварительного усилителя

Анализ резисторного предварительного каскада проводится на основе эквивалентной схемы. При этом считается, что входное напряжение Uвх и тип транзистора заданы в технических условиях. Важным этапом анализа является составление эквивалентной схемы для анализируемого каскада. Этот вопрос подробно рассмотрен в предыдущем подразделе. Для упрощения анализа амплитудно-частотной характеристики разделяют на три частотных диапазона: средние, нижние и высокие частоты. По эквивалентной схеме определяют основной показатель - комплексный коэффициент усиления. К(j), который определяется отношением комплексных значений выходного и входного напряжений:

К(j)=Uвых/Uвх.

На нижних частотах основное влияние на АЧХ оказывает разделительная емкость С1. С уменьшением частоты емкостное сопротивлние, равное

Xс=1/ jС,

возрастает. Следовательно, увеличивается падение напряжения на этом элементе. Вследствие чего уменьшается Uвых и К(j).

На верхних частотах сопротивление C0 уменьшается, увеличивается шунтирующее действие C0, уменьшаются и коэффициент усиления. Но для качественной работы усилителя необходимо, чтобы его частотная характеристика приближалась к идеальной в области средних частот. Для этого реактивные элементы С1 и C0 должны быть выбраны так, чтобы на средних частотах сопротивление С1 и проводимость C0 были незначительными. Следовательно, эти элементы должны быть выбраны: С 1, C0>0.

Лекция №6. Анализ каскада предварительного усиления

6.1 Анализ резисторного каскада в области средних частот

Методика анализа резисторного каскада предварительного усиления рассмотрено в предыдущей лекции. Для упрощения математических выкладок анализ проводится отдельно на средних, высоких и нижних частотах. Проанализируем усилительный каскад на полевом транзисторе (рис.5.1). Для этого каскада построим полную эквивалентную схему (рис.5.5.).

В области средних частот влиянием всех емкостей можно пренебречь, так как сопротивление С 1 близко к нулю, а сопротивление C0 бесконечно большое. Поэтому эквивалентная схема для средних частот будет иметь вид, изображенный на рис.6.1

Рис.6.1. Эквивалентная схема резисторного каскада на СЧ.

Общая проводимость параллельно включенных цепей определяется выражением:

. (6.1)

Коэффициент усиления на средних частотах является вещественным и определяется:



(6.2)

Для полевых транзисторов справедливы следующие соотношения:

, ,

Поэтому

. (6.3)

Таким образом, коэффициент усиления на средних частотах определяется произведением крутизны усилительного элемента S сопротивления и не зависит от частоты. Следовательно, чем больше крутизна S и сопротивление нагрузки , тем больше коэффициент усиления. Фазовый сдвиг на средних частотах равен нулю.

6.2 Анализ резисторного усилителя на высоких частотах

В области высоких частот емкостное сопротивление 1/jщC1 конденсатора С 1 становится еще меньше, чем в области средних частот, поэтому его можно по-прежнему заменить коротким замыканием. Однако в области высоких частот надо учитывать влияние емкостей ,,См, так как их проводимости возрастают. Вследствие чего уменьшается емкостное сопротивление 1/jщCо, увеличивается шунтирующее действие.

С учетом вышесказанного эквивалентная схема резистивного усилителя в области верхних частот примет вид, изображенный на рис.6.2

Рис.6.2. Эквивалентная схема резисторного каскада в области ВЧ.

По эквивалентной схеме (рис.6.2) определим выходное напряжение и комплексный коэффициент усиления

(6.4)

где фв=С 0R- постоянная времени в области ВЧ.

Модуль коэффициента усиления на верхних частотах определяется выражением:

(6.5)

и представляет собой частотную характеристику усилителя в области верхних частот (рис.6.3).



Рис.6.3. АЧХ в области ВЧ при различных значениях С 0.

С увеличением частоты уменьшается, вследствие чего увеличивается шунтирующее действие. По этой причине уменьшается выходное напряжение и коэффициент усиления.

Найдем верхнюю граничную частоту усилителя, на которой модуль коэффициента усиления

.

Следовательно, приравнивая (6.5.) к значению , получим:

. (6.6)

Из выражения (6.6) следует, что обратно пропорционально емкости C0. С уменьшением С 0 увеличивается верхная граничная частота и полоса пропускания усилителя (см. рис.6.3). Для расширения полосы пропускания в область высших частот необходимо уменьшать постоянную времени

.

Емкость C0 складывается из емкостей ,,См и зависит от выбранного усилительного элемента. Следовательно, уменьшение постоянной времени возможно лишь за счет уменьшения . Однако это вызывает снижение коэффициента усиления

(рис.6.4).

Рис.6.4. АЧХ в области ВЧ при различных значениях Rн.

Рассмотрим фазовый сдвиг, создаваемый усилителем в области верхних частот. Чтобы определить его, представим в виде суммы вещественной и мнимой частей, для этого выражение умножим и разделим на комплексную величину, сопряженную со знаменателем:

(6.7)

Тангенс угла фазового сдвига равен отношению мнимой части к вещественной:

(6.8)

С увеличением частоты фазовый сдвиг асимптотически стремится к . При

,

имеем

; , (6.9)

т. е. верхней пороговой частоте соответствует фазовый сдвиг, равный - 45° (см. рис.6.5.).

Рис.6.5. ФЧХ в области ВЧ.

Очевидно, при этой частоте модуль емкостной проводимости равен активной проводимости

Выражая через верхнюю пороговую частоту, можно записать уравнение фазочастотной характеристики для области высоких частот в виде

. (6.10)

Коэффициент частотных искажений на верхней граничной частоте определяется

(6.11)

Если заданы и , то из выражения (6.11) можно определить необходимое значение

и рассчитать требуемое сопротивление нагрузки:

. (6.12)

Таким образом, сопротивление нагрузки рассчитывается из необходимости удовлетворения основных технических условий усилителя в области верхних частот.

6.3 Анализ резисторного каскада в области нижних частот

В области низких частот проводимость незначительна, и ею можно пренебречь. Сопротивление

Хсо=1/jщC0

велико. Следовательно, эта цепь шунтирующего влияния не оказывает. Однако в области низких частот необходимо учитывать влияние реактивного сопротивления емкости С1, так как сопротивление

ХС 1= 1/jщC1

возрастает, на нем происходит падение напряжения, вследствие чего уменьшается и коэффициент усиления. Поэтому эквивалентная схема в области нижних частот примет вид, изображенный на рис.6.6,а.

Рис.6.6.Эквивалентные схемы усилителя в области НЧ: а - с генератором тока; б - с генератором ЭДС.

Для упрощения дальнейших выкладок преобразуем эквивалентную схему с генератором тока в эквивалентную схему с генератором ЭДС (рис.6.6,б), где

Rэ=RiRн/(Ri+Rн),E=SUвхRэ

Ток и напряжение в выходной цепи:

(6.13)

Комплексный коэффициент усиления в области низких частот соответственно определяется:

(6.14)

Где

,

т.к. Rэ<< R1;

Определим модуль комплексного коэффициента усиления в области низких частот

(6.15)

В соответствии (6.15) построим график АЧХ на нижних частотах, рис.6.7.



Рис.6.7. АЧХ в области НЧ при различных значениях разделительной емкости

Анализируя выражение (6.15), приходим к выводу, что частотная характеристика в области низких частот определяется в основном значением разделительной емкости С 1.

Для нахождения нижней граничной частоты приравниваем выражение (6.15) к значению :

(6.16)

Для расширения полосы пропускания усилителя в сторону низких частот необходимо увеличивать постоянную времени . Однако это ограничивается несколькими факторами. Практически постоянная времени

должна быть не больше 0,010,1 сек., что не позволяет усиливать колебания с частотами ниже нескольких герц.

Рассмотрим фазовый сдвиг , создаваемый усилителем в области низких частот. Тангенс фазового сдвига равен отношению мнимой части к его вещественной части :

(6.17)

о мере понижения частоты фазовый сдвиг (сверх ) асимптотически стремится к , рис.6.8.

Рис.6.8. ФЧХ в области НЧ.

При

имеем

, (6.18)

т.е. нижней пороговой частоте соответствует фазовый сдвиг (сверх ), равный +45. Очевидно, при этой частоте модуль емкостного сопротивления равен активному сопротивлению .

Выражая через нижнюю пороговую частоту, можно записать уравнение фазочастотной характеристики для области низких частот в виде:

 (6.19)

Зависимость фазового сдвига от частоты, представлена на рис.6.8.

Коэффициент частотных искажений на нижней граничной частоте

. (6.20)

Решая выражение 6.20 относительно , получим расчетную формулу:

. (6.21)

Следовательно, разделительная емкость С 1 рассчитывается из необходимости удовлетворения основных технических требований к усилителю в области низких частот.

Лекция №7. Импульсные и широкополосные усилители

7.1 Общие сведения и принципы построения импульсных усилителей

Импульсные и широкополосные усилители предназначены для усиления импульсных сигналов. Импульсные сигналы подразделяются на радиоимпульсы, используемые в радиолакационных станциях, и видиоимпульсы, применяемые в видеоаппарутуре. Основной характеристикой импульсных усилителей является переходная характеристика, рис.7.1.

Рис.7.1. Переходная характеристика импульсных усилителей.

Переходная характеристика - это зависимость мгновенного значения выходного напряжения от времени при подаче на вход единичного импульса

Uвх= (7.1)

К импульсным усилителям предьявляются жесткие требования по искажению усиливаего сигнала. Искажения усиленного сигнала в импульсных усилителях определяются количественными показателями переходной характерисики, а именно, временем установления tу и спадом плоской вершины Дсп. Передний фронт импульса формируется высокочастотными составляющими. Чем больше верхняя граничная частота fв, тем меньше искажение переднего фронта tу. Чем меньше нижняя граничная частота fм, тем меньше искажение усиленного сигнала в области плоской вершины импульса Дсп. Следовательно, для безыскаженного усиления сигналов импульсные усилители должны иметь широкую полосу пропускания от единиц Герц до десятков мегаГерц. Поэтому видеоусилители являются широкополосными.

В широкополосных усилителях применяются резисторные каскады с дополнительными цепями коррекции, построенные на специальных высокочастотных транзисторах с большой площадью усиления. Площадью усиления называют произведение коэффициента усиления на средних частотах К 0 на верхнюю граничную частоту

Площадь усиления определяется параметрами S и Cо, которые задаются в справочниках.

В каскадах на биполярных транзисторах площадь усиления из-за внутренней обратной связи не остается постоянной, поэтому при выборе биполярного транзистора лучше руководствоваться предельной частотой fh21б или fh21Э.

Как известно, резистивные схемы усилителей могут обеспечить широкую полосу пропускания с равномерной частотной характеристикой. Надо иметь в виду, что верхняя граничная частота зависит от выбора сопротивления нагрузки .В целях увеличения верхней граничной частоты в импульсных усилителях сопротивление нагрузки выбирают небольшим:



Естественно, при этом коэффициент усиления импульсных усилителей получается также небольшим. Поэтому импульсные усилители состоят, как правило, из нескольких каскадов.

Принципиальная схема одного каскада импульсного усилителя без элементов коррекции по внешнему виду ничем не отличается от схемы резистивного усилителя низкой частоты, рис.7.2.

Рис.7.2. Импульсный усилитель.

7.2 Анализ импульсного усилителя в области малых времен

Если при анализе предварительных усилителей низкой частоты нас интересовали частотные характеристики и частотные искажения, то в импульсных усилителях основной характеристикой является переходная характеристика и ее количественные показатели. Поэтому для анализа импульсных усилителей применяется временной метод. При этом в целях упрощения анализа рассматривают отдельно переходную характеристику в области малых времен и в области больших времен.

Область малых времен - это область больших частот, так как

.

Следовательно, для анализа переходной характеристики в области малых времен необходимо рассматривать эквивалентную схему усилителя в области высоких частот, рис.7.3., где

E=SUвхRн

Рис.7.3.Эквивалентная схема усилителя в области ВЧ.

Изменение после подачи на вход скачка напряжения определяется процессом заряда емкости C0. Разделительная емкость С 1 имеет большой номинал и заряжается значительно медленнее. Следовательно, за время установления tу разделительная емкость С 1 почти не успевает зарядиться и напряжение на ней близко к нулю. Поэтому влиянием С 1 можно пренебречь и заменить коротким замыканием. Влиянием и R1 можно пренебречь, так как в импульсных усилителях выполняются условия .

При подаче на вход единичного импульса (Uвх=1) выходное напряжение на емкости будет изменяться по экспоненте:

(7.2)

С учетом того, что SRн=K0, нормированная переходная характеристика равна

 (7.3)

Согласно выражению (7.3) можно построить график переходной характеристики в области малых времен (рис.7.4).

Рис.7.4. График переходной характеристики в области малых времен.

Основным количественным параметром импульсного усилителя в области малых времен является время установления, в течение которого возрастает от уровня 0,1 до 0,9. Определим время установления:

(7.4)

Из выражения (7.4) видно, что время установления определяется элементами C0 и . Для уменьшения времени установления необходимо понизить номинал паразитной емкости и сопротивления нагрузки. В последнем случае уменьшается коэффициент усиления.

Время установления зависит от верхней граничной частоты:

(7.5)

Время установления многокаскадного усилителя определяется выражением:

(7.6)

Если известны количество каскадов и общее время установления, то легко определить время установления одного каскада

(7.7)

7.3 Анализ импульсного усилителя в области больших времен

Область больших времен - эта область низких частот. Низкими частотами формируется плоская вершина импульса. В области больших времен влиянием Cо можно пренебречь, так как Cо зарядится мгновенно (за время ) и за время длительности импульса фи не будет оказывать своего влияния. Поэтому эквивалентная схема импульсного усилителя в области больших времен имеет вид, рис.7.5.

Рис.7.5. Эквивалентная схема ИУ в области больших времен.

Емкость С1 имеет большой номинал, поэтому заряжается медленно. По мере заряда С1 напряжение UС1 возрастает, вследствие чего уменьшается . Таким образом, за счет процесса заряда емкости С1 происходит спад плоской вершины импульса на выходе усилителя.

Рассмотрим количественный анализ переходной характеристики в области больших времен. Считаем, что на вход усилителя поступает единичный импульс (7.1). В момент времени:

1.t=0; XС 1=0; UС 1=0 выходное напряжение определяется:

,

Где

R=RэR1/ (Rэ+ R1)

2. t > 0;

где

По условию анализа Uвх=1, следовательно, переходная характеристика в облости больших времен определяется выражением:

(7. 8)

Нормированная переходная характеристика в области больших времен при подаче на вход единичного импульса Uвх =1;

 (7.9)

Согласно выражению (7.9) можно построить график переходной характеристики в области больших времен, рис.7.6

Рис.7.6. График переходной характеристики ИУ в области больших времен

За счет влияния переходная характеристика имеет спад плоской вершины: абсолютный спад

Дсп =h(0)-h(и),

относительный спад:

(7.10)

Применив разложение в ряд Маклорена (так как ) и ограничиваясь первыми двумя членами ряда, получим:

(7.11)

Из выражения (7.11) видно, что для улучшения переходной характеристики в области больших времен , т.е. для уменьшения , необходимо увеличитьн, т.е. увиличить номинал С1.

В многокаскадных усилителях общий спад равен

Следовательно, спад плоской вершины одного каскада можно определить выражением

1=общ/n,

где n-количество каскадов.

Лекция №8. Цепи коррекций в импульсных и широкополосных усилителях

8.1 Назначение корректирующих цепей

Корректирующие цепи в импульсных и широкополосных усилителях служат для улучшения частотных и переходных характеристик. Различают корректирующие цепи в области высоких частот и в области нижних частот. Корректирующие цепи в области высоких частот предназначены для увеличения верхней граничной частоты и уменьшения времени установления. Корректирующие цепи в области нижних частот служат для уменьшения нижней граничной частоты и спада плоской вершины.

8.2 Простая индуктивная высокочастотная коррекция

Рассмотрим принципиальную схему усилителя с индуктивной высокочастотной коррекцией, приведенную на рис.8.1.

Рис.8.1.Схема индуктивной высокочастотной коррекции

Корректирующим элементом является индуктивность L, включенная последовательно с сопротивлением нагрузки . Индуктивность L выбирается настолько малой, что ее влиянием в области низких и средних частот можно пренебречь. На высоких частотах индуктивное сопротивление

XL=jщL

возрастает, вследствие чего увеличивается выходное напряжение и коэффициент усиления. Построим эквивалентную схему усилителя с индуктивной коррекцией в области высоких частот, рис.8.2.

Рис.8.2. Эквивалентная схема с ВЧ коррекцией.

При построении эквивалентной схемы влиянием и R1 можно пренебречь, поскольку в импульсных усилителях выполняются условия: и . Индуктивность L входит в выходную цепь параллельно емкости С 0, в результате чего проводимость jщC0 частично компенсируется проводимостью этой индуктивной ветви. Принцип коррекции амплитудно-частотной характеристики при индуктивной высокочастотной коррекции можно объяснить следующим образом. Корректирующая индуктивность L, вводимая последовательно с резистором , образует в эквивалентной схеме каскада для верхних частот параллельный резонансный контур с емкостью C0. На резонансной частоте сопротивление контура увеличивается, за счет чего происходит подъем частотной характеристики в области верхних частот, рис.8.3,а.



Рис.8.3. Характеристики при индуктивной коррекции: а-частотная, б-переходная.

Причем подъем частотной характеристики зависит от добротности контура, при большой добротности на АЧХ появляется резонансный выброс, что является нежелательным явлением. Нас интересует оптимальная, равномерная частотная характеристика.

Улучшение переходной характеристики при индуктивной коррекции в импульсных усилителях объясняется следующим образом (рис. 8.3,б): в момент подачи скачка напряжения индуктивность имеет бесконечно большое сопротивление, в связи с этим весь ток SUвх протекает по цепи Cо, и в результате этого ускоряется заряд этой емкости Cо.

Рассмотрим количественный анализ индуктивной высокочастотной коррекции:

Знаменатель последнего выражения приводим к общему знаменателю . Вторые члены числителя и знаменателя умножаем и делим соответсвенно на и .

 (8.1)

Где

- коэффициент коррекции, равный квадрату добротности контура,

- нормированная частота. Из выражения (8.1) модуль частотной характеристики запишется в виде:

(8.2)

Г.В. Брауде показал, что оптимальная частотная характеристика соответствует когда коэффициент при х 2 числителя и знаменателя равны:

m²=1+2m.

Решив это квадратное уравнение получем оптимальный коэффициент коррекции . Верхнюю граничную частоту и площадь усиления с простой высокочастотной коррекцией можно выразить:

(8.3)

где - коэффициент, определяющий выигрыш за счет коррекции. Например, при m=0,41 этот выигрыш равен 1,72. Высокочастотная коррекция увеличивает площадь усиления каскада, и, соответственно, повышает его коэффициент усиления при заданной полосе усиливаемых частот, что позволяет уменьшить количество каскадов в усилителе.

Оптимальная (без выбросов) переходная характеристика усилителя получается при m=0,25. При дальнейшем увеличении m в переходной характеристике появляются выбросы переднего фронта. В частности, при значении коэффициента коррекции m=0,41, которому соответствует оптимальная амплитудно-частотная характеристика, выброс имеет высоту около 2,5%.

8.3 Эмиттерная высокочастотная коррекция

В усилителях на биплоярных транзисторах широкое применение находит эмиттерная высокочастотная коррекция. Биполярные транзисторы по сравнению с полевыми имеют малое значение входного сопротивления, которая шунтирует выход предыдущего каскада. По этой причине индуктивная коррекция дает меньший выигрыш.

В схеме, приведенной на рис.8.4, в цепи эмиттера параллельно вместо шунтирующей емкости Сэ включают корректирующий конденсатор Ск небольшой емкости.

Рис.8.4. Схема эмиттерной высокочастотной коррекции

Следовательно, с уменьшением частоты сопротивление этой емкости возрастает, увеличивается падение напряжения на ней, которое последовательно с входным напряжением поступает на входные электроды. Таким образом, в схеме возникает отрицательная обратная связь на низких и средних частотах. С увеличением частоты глубина отрицательной обратной связи уменьшается, увеличивается коэффициент усиления и, таким образом, компенсируется влияние паразитной емкости . При определенном соотношении и каскад с эмиттерной коррекцией имеет частотную характеристику с выигрышем в площади усиления в 1,51,7 раза.

8.4 Низкочастотная коррекция

Для расширения полосы пропускания усилительного каскада в сторону низких частот, т.е. для улучшения его частотной характеристики на низких частотах и переходной характеристики каскада в области больших времен можно использовать цепочку развязывающего фильтра, рис.8.5.

Рис.8.5. Низкочастотная коррекция:а-принципиальная схема; б-эквивалентная схема.

При рассмотрении частотной характеристики принцип действия низкочастотной коррекции можно объяснить следующим образом: при уменьшении частоты увеличивается сопротивление нагрузки в выходной цепи за счет увеличения сопротивления емкости . В результате чего коэффициент усиления с понижением частоты возрастает, это компенсирует влияние емкости С1. Переходная характеристика в области больших времен улучшается также за счет влияния . По мере заряда емкости напряжение, снимаемое с общей нагрузки, экспоненциально возрастает. Тем самым компенсируется уменьшение напряжения за счет возрастания на UС1.

Рассмотрим количественный анализ усилителя с низкочастотной коррекцией по эквивалентной схеме, рис.8.6. Считаем, что выполняется условие

Общий коэффициент усиления можно выразить;

,

Где

- коэффициент передачи делителя ;

- коэффициент усиления каскада,

K1=SZн.

При выполнении певого условия,

,

коэффициент усиления К 1 можно выразить

(8.4)

Где

Из (8.4) оптимальная частотная характеристика получится при условии

, т.е. . (8.5)

Эффективность низкочастотной коррекции снижается с уменьшением частоты, когда сопротивление становится соизмеримым с . Поэтому определяется из условия равенства этих сопротивлений:

(8.6)

Определим выигрыш по нижней граничной частоте, для чего рассмотрим отношение:

(8.7)

Из выражения (8.7) следует, что чем больше , тем ниже . Однако чрезмерное увеличение невозможно, так как при этом увеличивается падение напряжения на нем и уменьшается потенциал выходной цепи . Поэтому обычно выбирают ориентировочно согласно выражению

. (8.8)

Емкость фильтра Сф рассчитывается из равенства(8.5)

. (8.9)

Низкочастотная коррекция находит широкое применение в импульсных и широкополосных усилителях для уменьшения спада плоской вершины.

Лекция №9. Выходные каскады усилителей

9.1 Общие сведения о выходных каскадах

Выходной или оконечный каскад обычно служит для усиления сигнала по мощности. Основной отличительной чертой выходных каскадов, в отличие от предварительных, является высокий уровень входного и выходного сигналов, т.е. выходные каскады работают в режиме сильного сигнала. Причем выходной сигнал может быть выражен либо номинальной выходной мощностью при активной нагрузке, либо номинальным выходным напряжением при реактивной нагрузке.

Каскады, характеризующиеся выходной мощностью, принято называть усилителями мощности, а каскады, характеризующиеся выходным напряжением, называют выходными усилителями напряжения. Усилитель мощности должен развивать в заданной нагрузке требуемую мощность при наименьшей потребляемой энергии и допустимых нелинейных искажениях. Следовательно, усилитель мощности характеризуется следующими основными параметрами: выходной мощностью на нагрузке; коэффициентом полезного действия и коэффициентом нелинейных искажений.

...