Rвыхоос= Rвых/(1+ ЯК),

а в случае ООС по току Rвыхоос увеличивается

Rвыхоос= Rвых(1+ ЯК).

Таким образом, с точки зрения получения оптимальных и , желательно применять последовательную отрицательную обратную связь по напряжению.

13.4 Влияние ООС на амплитудно-частотную характеристику

Основными количественными параметрами частотной характеристики усилителя являются полоса пропускания и верхняя граничная частота.

Рассмотрим вначале этот вопрос качественно, рис.13.2.



Рис.13.2. АЧХ усилителя с учетом цепи ООС

Если введем отрицательную обратную связь в усилитель с неравномерной частотной характеристикой, то коэффициент усиления уменьшается больше на той частоте, на которой коэффициент усиления максимален. За счет этого выравнивается частотная характеристика и увеличивается полоса пропускания.

Для количественного рассмотрения этого вопроса коэффициент усиления в области верхних частот

Кв=К 0/(1+jщв)

подставим выражение в (13.5):

(13.12)

Введя в выражение (13.12) следующие обозначения

(13.13)

получим коэффициент усиления и частотную характеристику усилителя с обратной связью в области высоких частот:

 (13.14)

В выражениях (13.14) присутствует постоянная времени усилителя с обратной связью. Из выражения (13.13) видим, что . Верхняя граничная частота усилителя определяется

с учетом обратной связи

(13.15)

Таким образом, отрицательная обратная связь увеличивает верхнюю граничную частоту и полосу пропускания усилителя.

Надо отметить, что площадь усиления при этом остается постоянной

(13.16)

Из выражения (13.16) можно сделать вывод, что полоса пропускания усилителя с ООС увеличивается за счет проигрыша в коэффициенте усиления.

Лекция №14. Усилительные каскады с различными видами обратной связи

14.1 Усилительные каскады с последовательной ООС по току

Простейшими схемами усилителей с обратной связью являются усилители с общим истоком (рис.14.1,а) и с общим эмиттером (рис.14.1,б), в которых отсутствуют шунтирующие емкости в цепи истока и эмиттера.

Рис.14.1. Усилительные каскады с последовательной ООС по току.

В этих схемах возникает последовательная отрицательная обратная связь по току. Переменная составляющая выходного тока протекает соответственно по сопротивлениям Rи и Rэ. Следовательно, на этих резисторах происходит падение напряжения , которое подается во входную цепь последовательно и в противофазе с входным сигналом. Коэффициент передачи цепи обратной связи для этого каскада (рис.14.1,а) можно определить следующим образом:

(14.1)

Подставив (14.1) в выражение (13.5), получим;

 (14.2)

Здесь уместно напомнить, что эмиттерная стабилизация - это и есть последовательная отрицательная обратная связь по постоянному току.

14.2 Влияние элементов автоматического смещения и эммитерной стабилизации на АЧХ

Рассмотрим влияние элементов автоматического смещения RиСи и эммитерной стабилизации на частотную характеристику. При анализе частотных характеристик по эквивалентной схеме усилителя этими элементами пренебрегли, считая, что наличие шунтирующих емкостей позволяет накоротко замкнуть эти цепи. На средних и высоких частотах данное условие действительно выполняется, поэтому эти цепи не оказывают своего влияния. На низких частотах емкостные сопротивления Си и Сэ возрастают, следовательно, в цепях RиСи и происходит падение напряжения по переменной составляющей. Таким образом, в усилителях возникает отрицательная обратная связь в области низких частот и за счет этого происходит дополнительный спад частотной характеристики, рис.14.2.

Рис.14.2. Влияние шунтирующей емкости на АЧХ.

Количественно это можно оценить следующими выражениями:

(14.3)

(14.4)

Проанализировав выражение (14.4), убедимся, что при

Для импульсных усилителей рассматриваемые цепи создают дополнительный спад плоской вершины импульса, рис.14.3.

Рис.14.3. Влияние шунтирующей емкости на переходную характеристику.

14.3 Усилительный каскад с паралелльной ООС по напряжению

Рассмотрим принципиальную схему усилительного каскада, в которой делитель напряжения для подачи смещения R1R2 подключен к коллектору, рис. 14.4.



Рис.14.4. Усилительный каскад с параллельной ООС по напряжению.

В этом случае на делитель напряжения с коллектора поступают как постоянная составляющая Uк 0, так и переменая Uвых. Следовательно, в каскаде возникает ООС как по постоянной, так и переменной составляющим. ООС по постоянной составляющей обеспечивает коллекторную стабилизацию рабочей точки. Рассмотрим ООС по переменной составляющей. Часть выходного напряжения, которое падает на R2

Uос=Uвых R2/(R1+R2),

параллельно с входным сигналом поступает на входные клеммы. Коэффициент передачи цепи обратной связи определяется коэффициентом передачи делителя напряжения

Я= R2/(R1+R2).

Зная коээфициент пердачи цепи обратной связи, можно определить все показатели данного каскада.

14.4 Усилитель с глубокой обратной связью

Принципиальная схема двухкаскадного усилителя, где оба каскада охвачены последовательной отрицательной обратной связью по напряжению, приведена на рис.14.5.



Рис.14.5. Усилитель с глубокой ООС.

Часть выходного напряжения посредством делителя напряжения и подается во входную цепь первого каскада последовательно и в противофазе с входным сигналом,

Uос=Uвых(Rэ 1/ Rэ 1+Rос).

Коэффициент передачи цепи обратной связи

.

Кроме этой глубокой обратной связи, охватывающей два каскада усилителя, в схеме имеются местные обратные связи: первый каскад охвачен последовательной отрицательной обратной связью по току, а во втором каскаде имеет место параллельная отрицательная обратная связь по напряжению как по переменной, так и по постоянной составляющим.

14.5 Истоковые и эмиттерные повторители

Широкое применение находят усилители, выполненные по схеме с общим стоком и с общим коллектором, называемые соответственно истоковым (14.6,а) и эмиттерным (рис.14.6,б) повторителями.



Рис.14.6. Истоковый и эмиттерный повторители

В этих схемах сток и коллектор транзисторов соединяются непосредственно с источником питания и по переменной составляющей заземляются через малое внутреннее сопротивление источника питания и через блокирующую емкость . Нагрузочное сопротивление включается в цепь истока или эмиттера. На этих же сопротивлениях создаются необходимые напряжения для подачи смещения и для эмиттерной стабилизации рабочей точки.

Особенности данных схем определяются тем, что выходное напряжение снимается с и полностью подается во входную цепь , т.е. в этих схемах имеет место последовательная отрицательная обратная связь по напряжению с коэффициентом передачи . Как было рассмотрено выше, такая обратная связь повышает входное сопротивление и полосу пропускания, уменьшает выходное сопротивление и коэффициент усиления. Последний параметр можно определить из выражения (14.2):

(14.5)

Из выражения (14.5) видно, что коэффициент усиления по напряжению истоковых и эмиттерных повторителей чуть меньше единицы. Но эти схемы дают большое усиление по току, и, следовательно, по мощности. Поэтому являются усилительными каскадами.

Вторая отличительная особенность этих схем состоит в том, что выходное напряжение, снимаемое с , совпадает по фазе с входным напряжением, тогда как в усилителях с общим истоком и эмиттером они противофазны. Истоковые и эмиттерные повторители повторяют входное напряжение как по амплитуде, так и по фазе. Этим объясняется их название.

С учетом вышесказанного истоковые и эмиттерные повторители обладают следующими свойствами: большое входное сопротивление, малое выходное сопротивление, широкая полоса пропускания, коэффициент усиления по напряжению равен единице.

Истоковые и эмиттерные повторители применяют в качестве входных каскадов, когда требуется большое ; в качестве выходных каскадов, когда требуется малое ; в качестве широкополосных усилителей, в которых реализуется третье свойство этих схем - широкая полоса пропускания.

В эмиттерных повторителях входная цепь шунтируется небольшим сопротивлением, равным . Поэтому в схеме, приведенной на рис.14.6,б, невозможно получить большое входное сопротивление. Во входных каскадах, в которых требуется большое входное сопротивление, используется способ подачи смещения фиксированным током базы или применяются специальные схемы эмиттерных повторителей с большими входными сопротивлениями, рис.14.7.

Рис.14.7. Эмиттерный повторитель с большим Rвх

В этой схеме напряжение смещения от делителя R1R2 подается через дополнительное сопротивление Rд. В эту же точку через разделительный конденсатор С 1 подается , в связи с этим входная цепь шунтируется не сопротивлением , а сопротивлением , поэтому входное сопротивление определяется выражением:

(14.6)

Лекция №15. Усилители постоянного тока

15.1 Назначение и особенности построения

Усилители постоянного тока (УПТ) предназначены для усиления сигналов с сохранением постоянной составляющей. При уменьшении частоты до нуля коэффициент усиления остается таким же, как и на средних частотах, т.е. . Верхняя граничная частота определяется назначением усилителя.

Усилители постоянного тока находят применение в радиоизмерительной аппаратуре, стабилизаторах напряжения и тока, устройствах автоматической регулировки усиления, аналоговых вычислительных устройствах, следящих системах и т.д. В последнее время УПТ используются и для усиления звуковых сигналов, являясь составной частью усилительного устройства переменного тока. Широкое применение УПТ находят в интегральной схемотехнике.

По принципу действия и схемному выполнению усилители постоянного тока делятся на два основных вида: усилители с непосредственной связью и усилители с преобразованием сигнала. УПТ должен усиливать постоянную составляющую сигнала, вследствие чего в его цепях нельзя применять элементы, сопротивление которых зависит от частоты (конденсаторы, дроссели, трансформаторы). Поэтому при построении УПТ не применимы емкостные и трансформаторные связи между каскадами. Следовательно, в УПТ с непосредственной связью используется простейшая схема прямой связи выхода первого каскада с входом следующего. При этом возникает задача согласования потенциальных уровней выходной цепи предыдущего каскада и входной цепи следующего каскада.

15.2 УПТ с непосредственной связью

Рассмотрим принципиальную схему двухкаскадного усилителя с непосредственной связью, приведенную на рис.15.1.

Рис.15.1. Двухкаскадный УПТ с непосредственной связью

При использовании низковольтных транзисторов согласование потенциалов коллектора V1 и базы V2 можно осуществить выбором сопротивлений Rэ1 и Rэ2 с условием . В этом случае можно обеспечить требуемое напряжение смещение .

(15.1)

По цепи возникает отрицательная обратная связь. Следовательно, при повышении глубина ООС увеличивается, поэтому число каскадов не должно превышать трех. Схемы УПТ с непосредственной связью просты по построению. Делитель напряжения R1R2 компенсирует напряжение смещения, поступающее на источник сигнала и сохраняет смещение неизменным при изменении внутреннего сопротивления источника сигнала. Делитель напряжения R5R6 включается для компенсации постоянного напряжения .

15.3 Схемы сдвига уровня постоянного напряжения

Постоянное напряжение на коллекторе V1 значительно превышает необходимое напряжение смещения на базе V2. Поэтому в усилителях с непосредственной связью требуется погасить, т.е. скомпенсировать избыточное постоянное напряжение. Цепи, предназначенные для погашения избыточного постоянного напряжения, называют схемами сдвига уровня постоянного напряжения.

Простейшей схемой сдвига уровня является делитель напряжения в цепи межкаскадной связи, рис.15.2,а.

Рис.15.2. Схемы сдвига уровня

Однако при такой схеме R1R2 одинаково уменьшает передаваемое напряжение как , так и усиливаемый сигнал. Вследствие этого уменьшается коэффициент усиления.

В схемах сдвига уровня часто применяют стабилитроны, рис.15.2,б, у которых динамическое сопротивление незначительно. При этом полезный сигнал на нем практически не ослабляется, а погашаемое постоянное напряжение равно напряжению стабилизации стабилитрона. К сожалению, такая схема сдвига уровня имеет ряд недостатков: большой разброс напряжения стабилизации, следовательно, и погашаемого напряжения; стабилитроны работают в предпробойной области, вследствие чего имеют большой уровень шумов; малое динамическое сопротивление обеспечивается только при большом токе стабилитрона, поэтому приходится включать небольшое сопротивление , которое шунтирует и тем самым уменьшает коэффициент усиления первого каскада.

Шунтирование элементами схемы сдвига уровня постоянного напряжения можно уменьшить, подключив к схеме сдвига уровня эмиттерный повторитель на транзисторе VТ 2, рис.15.2,в, что позволит заметно увеличить коэффициент усиления.

В операционных усилителях в схемах сдвига уровня вместо стабилитрона часто используются делители напряжения, содержащие обычный резистор и сопротивление генераторов стабильного тока (ГСТ). ГСТ отличается тем, что имеет значительное сопротивление по переменной составляющей и небольшое сопротивление по постоянной составляющей. Если включить ГСТ вместо R2 (рис.15.2,а), то потеря полезного сигнала резко снижается, и все избыточное напряжение по постоянной составляющей погашается на R1.

15.4 Дрейф нуля и способы его уменьшения

Для УПТ с непосредственной связью большим недостатком является наличие дрейфа нуля. Под дрейфом нуля понимается выходное напряжение усилителя при отсутствии входного сигнала, т.е. при . При наличии полезного сигнала на входе это напряжение, складываясь с полезным выходным сигналом, дает искажение усиливаемого сигнала.

Причиной дрейфа нуля являются изменения источников питания во времени, изменение температуры, старение элементов во времени и внутренние шумы. Напряжение дрейфа может даже превышать полезный сигнал. Поэтому при построении УПТ необходимо предусмотреть меры, уменьшающие дрейф нуля. Качество УПТ, с точки зрения дрейфа нуля, оценивается приведенным ко входу дрейфом нуля



где К - коэффициент усиления. Для неискаженного усиления сигналов необходимо обеспечить следующее условие: Uдр.пр Uc. Особое внимание приходится уделять первым каскадам, т.к. усиливаемый сигнал Uc еще незначителен.

Основными мерами уменьшения дрейфа нуля являются: высокая стабилизация напряжения источников питания; предварительный прогрев и ручная установка нуля; хорошая стабилизация рабочей точки; применение высококачественных элементов; построение специальных схем УПТ (балансные схемы, дифференциальные каскады); применение УПТ с оптронной связью и УПТ с преобразованием сигнала.

Для уменьшения дрейфа и стабилизации коэффициента усиления вводится глубокая ООС с выхода усилителя на его вход. Однако отрицательная обратная связь полностью не устраняет дрейф нуля и не улучшает отношение сигнала к дрейфу. При глубокой ООС напряжение дрейфа первого каскада передается на выход усилителя полностью, так как дрейф, возникающий во входной цепи, нельзя отличить от входного сигнала.

15.5 Балансные усилители постоянного тока

Применение балансных схем является эффективным методом уменьшения дрейфа нуля. Балансные схемы в сочетании с глубокой отрицательной обратной связью и термокомпенсацией дают возможность существенно увеличить стабильность УПТ. Балансные схемы строятся на двух транзисторах и бывают параллельного и последовательного типов. Основой построения балансного каскада является электрический мост с попарно симметрично выполненными плечами, рис.15.3.



Рис.15.3. Электрический мост

Как известно, если мост сбалансирован, т.е

R1/R2=R3/R4,

то при изменении питающего напряжения Е ток нагрузки остается равным нулю. В балансной схеме УПТ, рис.15.4, вместо R2 и R4 применяются транзисторы VI и V2. Таким образом, коллекторные сопротивления и внутренние сопротивления транзисторов образуют четыре плеча моста.

Рис. 15.4. Балансный усилитель постоянного тока.

К вертикальной диагонали подключается напряжение питания, а нагрузка включается между коллекторами транзисторов. Входной сигнал прикладывается на базу первого транзистора. При полной симметрии плеч схемы, которая обусловлена выбором Rн1=Rн2 и транзисторов с идентичными параметрами, и отсутствии входного сигнала разность потенциалов между коллекторами VI и V2 равна нулю. Если входной сигнал не равен нулю, то потенциалы коллекторов получают одинаковые по абсолютной величине, но разные по знаку приращения и через нагрузку течет ток. Такие каскады очень удобны в качестве выходных, если необходимо иметь симметрично изменяющееся напряжение или симметрично изменяющийся ток.

Уменьшение дрейфа нуля обусловлено следующим: при изменении напряжения питания Е потенциалы коллекторов в симметричной схеме получают одинаковые приращения, поэтому выходное напряжение и ток в нагрузке остаются неизменными. То же самое происходит и при температурных изменениях.

В реальной схеме всегда имеется некоторая асимметрия плеч, поэтому изменения токов в обоих плечах моста будут различными и некоторая нестабильность нуля сохранится. Для повышения стабильности в цепь эмиттеров включается большое сопротивление Rэ. В симметричной схеме на сопротивлении R не возникает обратная связь, так как ток через него можно считать неизменным:

Jэ1= - Jэ2.

Установка нуля при использовании каскада в усилителе постоянного тока может вестись с помощью потенциометра Rp. Но так как плечи мостовой схемы за счет разброса параметров оказываются несимметричными, то это приводит к нарушению баланса при изменении температуры.

Лекция №16. Специальные каскады УПТ

16.1 Дифференциальные усилители

Дифференциальные усилители (ДУ) позволяют получить высокую стабильность, малый уровень внутренних шумов и напряжение дрейфа, широкую полосу пропускания и высокий коэффициент усиления. Принципиальная схема ДУ строится на основе балансного усилителя постоянного тока, рис.16.1.

Рис 16.1. Дифференциальный усилитель

Схема ДУ может быть использована в различных вариантах: с симметричным выходом и несимметричным входом, с симметричным входом и несимметричным выходом. Наилучшие показатели имеет схема ДУ с симметричным входом и выходом, приведенная на рис.16.1

Общее напряжение входа Uвх между 1-2 клеммами определяется

Uвх=Uвх 1-Uвх 2,

Соответственно

Uвых=Uвых 1-Uвых 2=Kд(Uвх 1-Uвх 2)

будет наибольшим в том случае, когда на вход поступают равные по амплитуде и противоположные по фазе напряжения, поскольку при этом их абсолютные значения складываются. Такой входной сигнал называют дифференциальным. Если Uвх 1 и Uвх 2 имеют одинаковую фазу, то такой сигнал называют синфазным.

Дифференциальный каскад усиливает разность входных сигналов

Uвх=Uвх 1-Uвх 2.

Коэффициент усиления для дифференциального сигнала при симметричном выходе можно выразить:

(16.1)

Характерной чертой дифференциального каскада является его нечувствительность к синфазному сигналу. При равенстве Uвх 1= Uвх 2 разность входных сигналов Uвх=Uвx1-Uвх 2 равна нулю. Поэтому выходное напряжение должно быть также равным нулю. Однако за счет некоторой асимметрии имеет место передача синфазного сигнала с коэффициентом передачи

(16.2)

Важным параметром ДУ является отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала к коэффициенту передачи синфазного сигнала

 (16.3)

Этот параметр называется коэффициентом дискриминации или ослабления синфазных сигналов и для современных ДУ задается в пределах 60-120 дБ.

Особенность дифференциального каскада усиливать только дифференциальный сигнал и подавлять синфазный является очень важной, т.к. все виды помех, в т.ч. и дрейф нуля, являются синфазными. Подавление синфазных сигналов в ДУ объясняется тем, что для этих сигналов за счет падения напряжения на сопротивлении в цепи эмиттеров Rэ в схеме возникает ООС по току, что уменьшает величину Ксф. Для дифференциального сигнала ООС в каскаде отсутствует, т.к. в этом случае текущий через Rэ ток сигнала одного плеча компенсируется равным ему током сигнала другого плеча. Глубина ООС для синфазных сигналов равна 1+2У 21Rэ. Для повышения глубины ООС, улучшающей свойства ДУ, следует увеличивать сопротивление Rэ. Однако чрезмерное увеличение Rэ невозможно по двум причинам. Во-первых, при этом возрастает падение напряжения на нем, т.к. через Rэ протекают постоянные составляющие токов обоих транзисторов. Во-вторых, в интегральном исполнении получение больших сопротивлений связано с большими технологическими затруднениями. Таким образом, чрезмерное увеличение Rэ потребовало бы увеличения питающего напряжения. По этим причинам в современных ДУ вместо активного сопротивления Rэ используют стабилизаторы тока на транзисторе V3, рис. 16.2, у которого сопротивление переменной составляющей R во много раз больше сопротивления по постоянному току R=.



Рис 16.2. Дифференциальный усилитель с генератором стабильного тока.

Например, биполярный транзистор с Iк=IмА и Uкэ=5B имеет R==5 к 0м, R=50 кОм.

Введение в цепь эмиттера транзистора V3 сопротивления с небольшим номиналом Rэ (порядка 1 к 0м) позволяет за счет ООС по току повысить сопротивление R до нескольких сотен кОм. Диод в цепи базы позволяет ввести температурную стабилизацию рабочей точки транзисторов.

16.2 Усилители постоянного тока с преобразованиями сигнала

Характерной особенностью УПТ прямого усиления является наличие дрейфа нуля. Усилители прямого усиления с высокой чувствительностью в эксплуатационном отношении в ряде случаев неприменимы, так как они имеют большой дрейф нуля и отличаются сложностью настройки. Применение специальных схем стабилизации и стабилизации источников питания позволяют снизить приведенный ко входу дрейф до десятков милливольт в час. Поэтому для усиления сигналов с напряжением ниже сотен микровольт УПТ прямого усиления непригодны, и для усиления таких сигналов применяют усилители постоянного тока с преобразованием по следующей структурной схеме, рис. 16.3.



Рис 16.3. Структурная схема УПТ с преобразованием сигнала

Напряжение усиливаемого сигнала, имеющего спектр от 0 до , при помощи модулятора М преобразуется в переменное напряжение. На выходе модулятора появляются модулированные колебания несущей частоты со спектром щ±..

Эти колебания поступают на вход обычного усилителя переменного тока К, имеющего узкую полосу пропускания от щ+. до щ-. С выхода этого усилителя усиленные модулированные колебания подаются на демодулятор ДМ, который производит обратное преобразование, т.е. выделяет сигнал первоначальной формы.

Фильтр Ф не пропускает в нагрузку несущую частоту и ее гармоники. Следует отметить, что для неискаженного преобразования сигнала несущая частота должна быть в 5-10 раз больше частоты усиливаемых сигналов .в.

УПТ с преобразованием по сравнению с УПТ прямого усиления имеют следующие преимущества: малый уровень дрейфа выходного напряжения в течение длительной работы при высокой чувствительности; малая чувствительность к колебаниям питающих напряжений и температуры; возможность получения гальванически не связанных цепей входа и выхода; простота введения обратных связей; простота регулировки усиления в широких пределах; отсутствие необходимости корректировки нуля в процессе эксплуатации; относительная простота устройства, связанная с отсутствием необходимости применениея стабилизаторов напряжения.

16.3 УПТ с использованием оптрона

В качестве модулятора в настоящее время используются оптроны. Оптрон - это полупроводниковый прибор, в едином корпусе которого находятся излучатель света, управляемый входным током, и фотоприемник. В качестве излучателя света используется светодиод, а фотоприемником служит фоторезистор, сопротивление которого зависит от силы облучающего света.

Оптрон обладает способностью усиливать напряжение до десятков раз, коэффициент усиления по току меньше единицы. К достоинствам оптрона относится полная электрическая развязка входной и выходной цепей, функциональная схема УПТ с использованием оптрона приведена на рис.16.4.

Рис. 16.4. Функциональная схема УПТ с использованием оптрона

Благодаря облучению фоторезистора пульсирующим световым потоком его сопротивление колеблется с частотой модуляции. При подаче на вход усиливаемого напряжения через R1 возникают ток и напряжение UR1 с частотой модуляции. Далее это напряжение усиливается усилителем переменного напряжения и поступает на балансный демодулятор, который выделяет полезный сигнал.

Лекция №17. Аналоговые электронные устройства на интегральных микросхемах

17.1 Общие сведения об интегральных микросхемах

По мере развития технологической и элементной базы микроминиатюризация аппаратуры прошла через этапы транзисторизации и микромодульного конструирования функциональных узлов. Современным этапом микроминиатюризации радиоэлектронной аппаратуры является применение интегральных микросхем (ИМС). В свою очередь, использование унифицированных функциональных узлов на основе интегральных микросхем позволит решить ряд технико-экономических задач:

· создание аппаратуры с минимальными размерами и массой;

· повышение срока службы и надежности аппаратуры;

· автоматизация технологических процессов сборки функциональных узлов и ремонта аппаратуры;

· уменьшение потребляемой энергии;

· снижение себестоимости.

Применение интегральных микросхем приводит к новым представлениям об оптимальном построении функциональных узлов, оказывает глубокое влияние на разработку, изготовление и ремонт аппаратуры. Построение усилительных устройств на основе интегральных микросхем базируется на многоцелевом использовании однотипных интегральных схем в сочетании с некоторыми внешними цепями и компонентами.

Интегральные микросхемы состоят из сотен активных и пассивных элементов, полученных в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла в едином технологическом цикле. Эти элементы соответствующим образом соединены между собой и заключены в общий корпус. Планарная технология позволяет получить плотность упаковки в интегральных микросхемах в тысячи раз больше, чем плотность упаковки в микромодульной конструкции.

Интегральные микросхемы по своему назначению подразделяются на аналоговые и цифровые. Аналоговые интегральные микросхемы предназначены для преобразования и усиления непрерывных сигналов. К ним предъявляются довольно жесткие требования с точки зрения стабильности характеристик и точности воспроизведения сигнала. Цифровые интегральные микросхемы предназначены для передачи и переработки цифровой информации. В аналоговых интегральных устройствах применяются аналоговые интегральные микросхемы.

По технологическим признакам интегральные микросхемы подразделяются на полупроводниковые, пленочные и гибридные. Наибольшее распространение получили полупроводниковые интегральные схемы, у которых все элементы и межэлементные соединения выполнены в объеме и на поверхности полупроводникового кристалла. Пленочные и интегральные схемы выполняются на диэлектрической подложке путем напыления. Гибридные ИМС представляют собой комбинацию дискретных навесных активных компонентов и пленочных пассивных элементов, напыленных также на диэлектрической подложке.

На выпускаемые и разрабатываемые в нашей стране интегральные микросхемы установлена классификация и система обозначений. В соответствии с принятым ГОСТом 18682-73:

первый элемент - цифра, указывающая конструктивно-технологическое исполнение микросхемы:

1; 5; 7 - полупроводниковые;

2; 4; 6; 8 - гибридные;

3 - прочие (пленочные, вакуумные и т.д.);

второй элемент - две цифры, обозначающие порядковый номер разработки серии микросхем (от 00 до 99);

третий элемент - две буквы, обозначающие функциональное назначение микросхем;

четвертый элемент - порядковый номер разработки микросхем по функциональному признаку в данной серии.

Буквы К, КН, КР обозначают условия их приемки. Не останавливаясь на всем многообразии вариантов обозначений, приведем расшифровку буквенных обозначений микросхем, рассматриваемых в данном учебном пособии;

УН - усилитель низкой частоты;

УЕ - усилители-повторители;

УИ - импульсные усилители;

УВ - усилители высокой частоты;

УР - усилители промежуточной частоты;

ПС - преобразователи частоты;

ДА - детекторы амплитудно-модулированных сигналов;

ДС - детекторы частотно-модулированных сигналов;

УД - операционные и дифференциальные усилители.

Первые два элемента обозначения определяют номер серии интегральных микросхем, объединяющих микросхемы, которые могут выполнять различные функции, имеют единое конструктивно-технологическое исполнение и предназначены для совместного применения.

17.2 Особенности интегральной схемотехники

При создании первых образцов ИМС использовался ранее накопленный опыт в области производства и применения обычных транзисторных схем из дискретных компонентов. При этом практически полностью копировались транзисторные схемы. Однако по мере накопления опыта в области конструирования производства и применения ИМС подход к схемотехнике становится все более специфичным. Это связано со стремлением, с одной стороны, более плотно использовать выявившиеся возможности и особенности различных конструктивно-технологических методов микроэлектроники, с другой, обойти ограничения, существующие при изготовлении элементов.

При производстве ИМС относительная сложность изготовления элементов различных типов отличается от относительной сложности и стоимости изготовления аналогичных дискретных приборов. Так, например, изготовление пассивных элементов в полупроводниковых ИМС различных типов требует такого же количества операций, как и изготовление активных. Такое положение по-новому ориентирует разработчика схем, поскольку при построении схем на дискретных компонентах во многих случаях основным критерием в схемотехнике было сокращение числа активных приборов. В интегральных схемах транзистор занимает меньшую площадь, чем резистор или конденсатор, что является немаловажным фактором. В связи с этим в ИМС наметилась тенденция многофуекционального использования транзисторов, причем они применяются в ИМС не только в качестве активных элементов. Транзисторы все чаще используются в двухполюсном включении в качестве диодов. При этом удается улучшить некоторые параметры, и появляется возможность их изменения за счет выбора соответствующего включения одного и того же транзистора. Транзисторы используются как конденсаторы малой емкости и как большие резисторы. Разработаны многоэмиттерные транзисторы, заменившие диодные сборки и обеспечивающие улучшение переходных характеристик логических схем.

Кроме того, наметилось стремление увеличить число транзисторов в схеме с целью ослабления требований к параметрам каждого транзистора в отдельности. Экономически более выгодно вместо одного транзистора с высокими параметрами использовать два транзистора со средними параметрами. Процент выхода годных схем, несмотря на некоторое увеличение числа компонентов, возрастает, а стоимость уменьшается. Поэтому в ИМС находят широкое применение так называемые составные транзисторы и каскадное включение транзисторов. Таким образом, старый принцип - чем проще схема, тем легче ее изготовить - применительно к планарной ИМС не всегда справедлив. Если в схемах с дискретными компонентами отношение количества транзисторов к числу пассивных элементов 1:8, 1:5, то в интегральных схемах 2:1.

Особенностью интегральной схемотехники помимо сказанного является также преимущественное использование усилителей постоянного тока с непосредственными связями, а также стремление использовать такие схемы, характеристики которых определяются в основном не абсолютными значениями элементов (например, резисторов), а соотношениями между их номиналами. Как уже говорилось ранее, технологические допуски на абсолютные величины элементов довольно высоки, в то время как соотношения между номиналами можно выдерживать с большой точностью.

Как известно, в транзисторных схемах широко используются комбинации транзисторов с различной проводимостью, р-n-р и n-р-n. В интегральных микросхемах предпочтение отдается схемам, в которых используются транзисторы с проводимостью одного типа. Применение в одной схеме р-n-р и n-р-n транзисторов усложняет технологический процесс, причем соответственно возрастает стоимость схем и уменьшается процент выхода годных.

Существующая технология, а также применение новых материалов и новых физических явлений позволяют создать приборы, в которых трудно найти аналогию с соответствующими схемами, выполненными на дискретных компонентах. Так, большая паразитная распределенная емкость пленочных и п/п резисторов используется для создания распределенных PC - структур, на основе которых выполняются фильтры. Эффект Ганна в арсениде галлия используется для построения генераторов и логических схем. В ИМС находят широкое применение полевые транзисторы. Это обусловлено тем, что полевые транзисторы позволяют получить высокую степень интеграции, упрощают технологические процессы.

В ИМС находят широкое применение многоэмиттерные транзисторы.

Многоэмиттерный транзистор представляет собой совокупность нескольких транзисторных структур, имеющих общий коллектор и базу. Все области эмиттеров образуются одновременно с соответствующими областями обыкновенного транзистора, поэтому все транзисторы имеют одинаковое распределение примесей в эмиттере, базе и коллекторе, одинаковые распределенные емкости переходов и одинаковые свойства коллекторов. Различие между многоэмиттерным и обычным транзисторами заключается в площадях коллекторных и эмиттерных переходов и числе эмиттеров, а также конструкции и взаимном расположении контактов. Многоэмиттерные транзисторы применяются в многоканальных переключающихся устройствах.

Следующая особенность интегральной схемотехники связана с затруднением в реализации избирательных цепей, поэтому в интегральной схемотехнике стараются использовать схемные решения, позволяющие реализовать избирательную частотную характеристику с использованем активных RC фильтров.

Базовыми схемами аналоговых ИМС необходимо считать многокаскадные усилители с непосредственной связью, охваченные глубокой отрицательной обратной связью, каскадные усилители с использованием составных транзисторов и дифференциальные усилители.

При проектировании многокаскадных усилителей переменного тока на дискретных элементах связь между каскадами осуществляется, как правило, через разделительные конденсаторы большого номинала. В ИМС конденсаторы большой емкости выполнить не удается, поэтому усилители переменного тока используются для диапазона сравнительно высоких частот (мегагерц и выше). На более низких частотах, в частности звуковых, применяют непосредственную связь между каскадами, то есть используют усилители постоянного тока. Такие схемы могут работать как на низких, так и на высоких (до 100 МГц) частотах.

17.3 Усилители низкой частоты на интегральных микросхемах

Для построения усилителей низкой частоты используются ИМС с буквами УН. Рассмотрим внутренную принципиальную схему ИМС К 118УН 1, рис.17.1.

Рис. 17.1. Принципиальная схема ИМС К 118УН 1

Каждый из двух каскадов усилителя выполнен по схеме с общим эмиттером, причем коэффициент усиления можно изменять путем подключения внешней нагрузки между выводом 10 и 9 или 7; через резисторы R3 и R5, соединяющие эмиттер V2 и базу V1, осуществляется межкаскадная отрицательная обратная связь внутри микросхемы. Вывод микросхемы 7 предназначен для подачи напряжения питания, а вывод 14 - для подключения общего провода. Вывод 11 позволяет подключать внешний конденсатор развязывающего фильтра. Используя выводы 2,5 и 12, путем подключения внешних элементов можно применять различные виды обратной связи.

Сама по себе данная ИМС не выполняет ни одну из функций обработки сигнала, но схема ее составлена так, что при определенном способе внешних соединений (схеме включений) она обеспечивает многофункциональное использование и разработку усилителей самыми разнообразными техническими условиями. Так, например, на основе ИМС К 118УН 1 можно собрать:

Вариант 1. Двухкаскадный усилитель низкой частоты (рис.17.2), в котором оба каскада выполнены по схеме с общим эмиттером, причем коэффициент усиления второго каскада можно изменять путем подключения внешнего резистора R2 между выводами 10 и 9.

Во входную (вывод 3) и выходную (вывод 10) цепи включены разделительные емкости C1 и С 4, номиналами которых определяется fн. С 2 совместно с внутренним резистором R4 составляют развязывающий фильтр. Включение емкости С 3 между выводом 12 и 14 (корпус) позволяет исключить последовательную ООС по току во втором каскаде.

Рис. 17.2.Схема включения ИМС К 118УН 1(вариант 1)

Подключение внешнего резистора R1 между выводами 10 и 2 позволяет охватить оба каскада последовательной ООС по напряжению. Коэффициент усиления усилителя, собранного по схеме рис.17.2, практически зависит от величины R1. Чем больше R1, тем меньше коэффициент предачи цепи ООС, следовательно, коэффициент усиления больше. Для ограничения полосы пропускания со стороны верхних частот следует параллельно R1 подключить емкость C5. В этом случае осуществляется частотно-зависимая ООС. С увеличением частоты емкостное сопротивление уменьшается, следовательно, увеличивается глубина ООС, что приводит к уменьшению коэффициента усиления. Номинал емкости С 5 расчитывают исходя из заданной верней граничной частоты.

Вариант 2. Двухкаскадный усилитель (рис.17.3), в котором первый каскад выполнен с ОЭ а второй - с ОК.



Рис. 17.3. Схема включения ИМС К 118УН 1 (вариант 2)

Для этого выводы 7, 9 и 10 закорачиваются через С 3 на корпус. Выходное напряжение Uвых снимается с эмиттера V2. Подключение С 2 устраняет последовательную ООС по току в первом каскаде. В усилителе, собранном по схеме рис.17.3, имеет место параллельная ООС по напряжению (через R3, R5). Эта же цепь служит одновременно для смещения V1 фиксированным током базы.

Вариант 3. Двухкаскадный усилитель (рис.17.4), в котором оба каскада охвачены последовательной ООС по напряжению (R2 и C5 между выводами 2 и 10) и параллельной ООС по напряжению (С 3, С 4 между выводами 10 и 5). Применение различных видов обратной связи позволяет улучшить показатели усилителя. Так, УНЧ, собранный по схеме рис. 7.4, имеет: fн = 30Гц, fв=20 кГц, Ко = 100, Rвх = 50кОм.

Рис. 17.4. Схема включения ИМС К 118УН 1 (вариант 3)

Радиоинженер, разобравшись в принципиальной схеме ИМС, на ее основе может разработать и собрать десятки устройств с самыми разнообразными техническими устройствами. Но для этого надо хорошо знать структуру и принципиальную схему ИМС.

17.4 Усилитель мощности на интегральных микросхемах

Для построения усилителей мощности используются ИМС серии 174, которые представляют собой предварительные и оконечные усилители звуковой частоты. Рассмотрим принципиальную схему ИМС 174 УН 5, рис.17.5, используемую в выходных усилителях звуковоспроизводящих устройств.

Рис. 17.5. Принципиальная схема ИМС 174УН 5

Выходной каскад построен на составных транзисторах. Верхнее плечо V8, V9 представляет собой составной транзистор с ОК, нижнее плечо построено на транзисторах V10, V11, V12. В отличие от верхнеого плеча нижнее плечо имеет буферный эмиттерный повторитель на V11, восполняющий недостаточную способность усиливать ток транзистора V10 р-п-р структуры.

Входной дифференциальный каскад собран на транзисторах V1 и V2. Усиленный сигнал снимается только с коллектора V1, т.е. имеет несимметричный выход. Поэтому для согласования потенциальных уровней применяется схема сдвига уровня постоянного напряжения на элементах V3 (буферный эмиттерный повторитель) и R3, R4 (делитель напряжения).

Второй предвыходной каскад собран на транзисторе V7 с сопротивлением нагрузки R6. В цепи коллектора V7 подключен транзистор V6 в диодном включении для подачи напряжения смещения на выходные транзисторы V8 и V10. Транзисторы V4V8 подключены для стабилизации точек покоя.

Схема включения ИМС К 174УН 5 приведена на рис.17.6.

Рис. 17.6. Схема включения ИМС К 118УН 5.

Назначение внешних компонентов:

C1 - разделительная емкость, номиналом которой определяется нижняя граничная частота;

С 2 - емкость развязывающего фильтра;

R1R2 -делитель напряжения, определяющий рабочую точку VI ;

С 3 - корректирующая емкость, обеспечивающая устойчивую работу ИМС;

R3- внешняя нагрузка;

R4 и R5 (параллельно С 5R6) составляют делитель в цепи последовательной ООС по напряжению.

Напряжение ООС подается на базу V2 (вывод 6). Глубина ОС по постоянной составляющей, а также на НЧ несколько больше за счет влияния C5. Эта емкость рассчитывается по заданной верхней граничной частоте. Конденсатор Е 4 позволяет включить нагрузочное сопротивление предвыходного каскада (R6) по переменному току между базой и эмиттером составных транзисторов.

Лекция №18. Операционные усилители

18.1 Общие сведения об операционных усилителях

Операционными называют усилители, предназначенные для выполнения различных математических операций (сложение, вычитание, умножение, деление, интегрирование, дифференцирование, логарифмирование) над аналоговыми сигналами. Идеальный операционный усилитель (ОУ) имеет бесконечно большое входное сопротивление, вследствие чего Iвх0; нулевое выходное сопротивление, обладает бесконечно большим и частотно независимым коэффициентом усиления Кд, коэффициент передачи синфазного сигнала близко к нулю Ксф0 и выполняется условие баланса при Uвх=0 Uвых=0. Таким образом, в настоящее время под операционным усилителем понимают ИМС, имеющую К=108, широкую полосу пропускания (10-100) МгГц, Rbx =1011 и позволяющую создавать при помощи некоторых навесных элементов функциональные устройства аналоговой обработки сигналов.

В настоящее время область применения ОУ значительно расширилась: на их основе можно создать широкий круг различных по назначению функциональных устройств, например, УВЧ, УПЧ, УНЧ, интегрирующие и дифференцирующие устройства, логарифмирующие устройства, активные фильтры, стабилизаторы напряжения и т. д.

ОУ представляет собой весьма сложное устройство и состоит из входного каскада (ДУ в режиме микротоков), обеспечивающего показатели по входной цепи (Rвх, Iвх, Uдр, Косл); дифференциального усилителя напряжения, обеспечивающего основное усиление по напряжению; выходного усилителя, обеспечивающего основные показатели по выходной цепи. Таким образом, по принципу действия ОУ представляет собой многокаскадный усилитель постоянного тока. Однако, в отличие от многокаскадных усилителей, свойства и параметры ОУ определяются не его схемой, а преимущественно параметрами цепи обратной связи.

Поскольку входной каскад выполняется по схеме дифференциального усилителя, то операционный усилитель имеет два входа. Если увеличение входного напряжения, поданного на один из входов относительно общей точки, вызывает уменьшение выходного напряжения, то считают этот вход инвертирующим, и на схеме ОУ обозначают знаком "-". Другими словами, усиливаемый переменный сигнал, поданный на инвертирующий вход, меняет свою фазу на выходе ОУ на 180. Другой вход является неинвертирующим и обозначается знаком "+". Коэффициенты усиления ОУ по этим двум входам одинаковы и противоположны по знаку. Наличие двух входов ОУ увеличивает возможности их применения. Так, например, на вход ОУ можно подавать сигнал как от симметричного источника сигнала (двухтактный предыдущий каскад), так и от двух отдельных источников. Очень часто усиливаемый сигнал подают только на неинвертирующий вход, а инвертирующий вход используют для введения в схему усилителя глубокой ООС. Эта ООС определяет в конечном счете свойства и функции устройства, собранного на данном ОУ.

Операционный усилитель имеет несимметричный выход, что позволяет подключить нагрузку, имеющую общую точку с корпусом. Условием баланса ОУ является Uвых=0 при Uвх=0.

Надо отметить, что выходное напряжения ОУ может меняться в обеих полярностях относительно нуля. Получение такого выходного напряжения обеспечивается применением двухполярного источника питания, т. е. двух источников питания.

18.2 Принципиальные схемы операционных усилителей

Рассмотрим принципиальную схему операционного усилителя К 14ОУД 1А, рис.18.1.



Рис.18.1. Принципиальная схема операционного усилителя К 140УД 1

Входной каскад выполнен на транзисторах V1 и V2, в общую эмиттерную цепь включен стабилизатор тока на транзисторе V3 с термокомпенсирующим транзистором V6 в диодном включении.

Выходной сигнал первого дифференциального каскада ОУ снимается симметрично с резистора R1 и R2 и подается на второй дифференциальный каскад на транзисторах V4 и V5. В этом каскаде в цепи эмиттера используется резистор R7, который служит для создания отрицательной обратной связи.

Поскольку выход второго дифференциального каскада несимметричен, в цепи коллектора V4 отсутствует нагрузочное сопротивление. Выходное напряжение снимается с резистора R6 относительно общей точки (вывод 4), между этими точками кроме усиленного сигнала имеет место постоянное напряжение Uк 0 V5. Для согласования потенциальных уровней выхода второго каскада и входа усилителя мощности применяется схема сдвига уровня постоянного напряжения. Эта схема содержит буферный эмиттерный повторитель на транзисторе V8, резистор R9 и стабилизатор тока, состоящий из V9, R10.

Выходной каскад построен по схеме эмиттерного повторителя на транзисторе V10 с нагрузочными резисторами R11, R12. Особенностью этого каскада является использование положительной обратной связи, к элементам которой относятся R10 и V9. ПОС позволяет получить коэффициент усиления больше единицы (порядка 2,5-5). Диод V7, работающий при обратносмещенном переходе, эквивалентен конденсатору небольшой емкости, обеспечивающему устойчивость усилителя при охвате глубокой обратной связью.

Операционный усилитель имеет два входа: вывод 9 - инвертирующий вход, а вывод 10 - неинвертирующий. Инвертирующий вход можно использовать для подачи с выхода (вывод 5) с помощью внешних элементов напряжения обратной связи. Выводы 1 и 7 предназначены для подачи питающих напряжений, выводы 2, 3 и 12- для введения внешней коррекции, вывод 4 - общая точка.

18.3 Свойства и характеристики ОУ

Благодаря практически идеальным свойствам операционных усилителей реализация различных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах. Поэтому ОУ постепенно вытесняют транзисторы во многих областях схемотехники. Для конкретного применения ОУ необходимо знание их основных свойств и характеристик.

18.3.1 Входные и выходные параметры ОУ

К входным параметрам ОУ относятся:

- дифференциальное входное напряжение, определяемое разностью напряжений на инвертирующем и нейнвертирующем входах

Uвхд= Uвх+ -Uвх - (18.1)

Если напряжение на одном из входов равно нулю, то

Uвхд= Uвх+ при Uвх - =0

Uвхд= -Uвх- при Uвх + =0 (18.2)

...