Создание модели канала передачи данных ТВ изображений на основе OFDM модулятора цифрового наземного телевидения

Величина защитного интервала зависит от расстояния между передатчиками в одночастотных сетях вещания или от задержки естественного эхо-сигнала в сетях вещания с традиционным распределением частотных каналов. Чем больше время задержки, тем больше должна быть длительность защитного интервала. С другой стороны, для обеспечения максимальной скорости передаваемого потока данных защитный интервал должен быть как можно короче. Одна четвертая часть от величины полезного интервала является, видимо, разумной оценкой максимального значения длительности защитного интервала. Предварительные исследования показали, что если одночастотные сети будут строиться в основном с использованием существующих передатчиков, то абсолютная величина защитного интервала должна быть около 250 мкс. Это позволяет создавать большие одночастотные сети регионального уровня.

При числе несущих в несколько тысяч возникает естественный вопрос о практической реализации системы OFDM. Применение восьми тысяч синтезаторов несущих колебаний и восьми тысяч модуляторов сделало бы такую систему передачи очень громоздкой.

Решение приходит благодаря тому, что модуляция OFDM представляет собой обратное преобразование Фурье, демодуляция - прямое. Существование хорошо отработанных быстрых алгоритмов преобразования Фурье и промышленный выпуск интегральных схем процессоров снимает проблему практической реализации.

1.3.4 Принцип иерархической передачи

Особенность системы DVB-T - возможность иерархической передачи и приема. Данные на выходе мультиплексора транспортного потока расщепляются на два независимых транспортных потока MPEG-2 (см. рис. 9), которым присваиваются разные степени приоритета. Поток с высшим приоритетом кодируется с целью обеспечения высокой помехозащищенности, поток с низшим приоритетом (обозначен на рис. 7 пунктиром) - с целью обеспечения высокой скорости передаваемых данных. Затем оба кодированных потока объединяются и передаются вместе. Таким образом, появляется возможность передачи по одному каналу двух различных программ или одной ТВ программы в двух версиях. Первая версия характеризуется высокой помехозащищенностью, но ограниченной четкостью, вторая - высокой четкостью, но ограниченной помехозащищенностью. Это дает новые возможности. На стационарную антенну с помощью высококлассного приемника может быть принята версия с высокой четкостью. Но эта же программа будет принята простым и дешевым приемником в варианте с ограниченной четкостью. Помехозащищенная версия будет также приниматься в тяжелых условиях приема, например, в движении, на комнатную антенну.

При меняющихся условиях приема возможно переключение приемника с одной версии на другую.

Система DVB-T была создана не просто для цифрового наземного телевидения, а для удовлетворения самых разнообразных требований, которые выдвигаются в странах, переходящих к цифровому наземному вещанию. Это вынуждает предусмотреть работу системы в различных режимах, но для сохранения сложности приемников на приемлемом уровне - обеспечить максимальную общность различных режимов.

Для работы одиночных передатчиков и сетей могут использоваться режимы работы с различным количеством несущих. Это обусловлено тем, что одни страны изначально планируют введение больших одночастотных сетей, а другие не предполагают этого делать. Стандарт DVB-T допускает два режима работы: 2к и 8к. Режим 2к подходит для одиночных передатчиков и малых сетей, режим 8к соответствует большим сетям, хотя он может использоваться и для отдельных передатчиков.

Система DVB-T для достижения гибкости должна допускать обмен между скоростью передачи данных и помехозащищенностью. Введение защитного интервала позволяет эффективно бороться с неблагоприятными последствиями многолучевого приема. Однако платой за большой защитный интервал является уменьшение скорости передачи полезных данных. Для того, чтобы сохранить большую скорость передачи данных в ситуациях, где не требуются большие одночастотные сети или не проявляется многолучевое распространение, предусмотрен целый набор возможных значений защитного интервала (1/4, 1/8, 1/16 и 1/32 от длины полезного интервала).

Может быть установлена равной одной из величин следующего ряда: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8. В системе DVB-T предусмотрена также возможность изменения числа позиций модулирующего сигнала от 4 до 64.

Поскольку распределение частотных каналов осуществляется в разных странах с различным шагом сетки частот (например, 8, 7 или 6 МГц), то переход от одного шага к другому должен осуществляться сравнительно просто. В системе DVB-T он выполняется путем замены системной тактовой частоты при сохранении всей структуры обработки сигналов.

Выбором комбинации параметров, относящихся к способу модуляции и числу несущих колебаний, скорости внутреннего кода и величине защитного интервала, можно создать систему наземного вещания, работающую в самых разных условиях передачи и приема и обеспечивающую заданную область охвата. Важным фактором является высокая степень общности системы наземного ТВ вещания DVB-T с другими системами цифрового телевидения: кабельного (DVB-C) и спутникового (DVB-S).

1.3.5 Обработка данных и сигналов в системе DVB-T

Рандомизация

Рандомизация данных является первой операцией, выполняемой в системе DVB-T (рис.7). Ее цель - превратить цифровой сигнал в квазислучайный и тем самым решить две важные задачи. Во-первых, это позволяет создать в цифровом сигнале достаточно большое число перепадов уровня и обеспечить возможность выделения из него тактовых импульсов (такое свойство сигнала называется самосинхронизацией).

Во-вторых, рандомизация приводит к более равномерному энергетическому спектру излучаемого радиосигнала (как известно, спектральная плотность мощности случайного шума постоянна на всех частотах, поэтому превращение сигнала в квазислучайный способствует выравниванию его спектра). Благодаря равномерному спектру повышается эффективность работы передатчика и



Рис. 9 - Адаптация транспортных пакетов

минимизируется мешающее действие радиосигнала цифрового телевидения по отношению к аналоговому ТВ сигналу, излучаемому другим передатчиком в том же канале.

Рандомизации предшествует операция адаптации цифрового потока, представляющего собой последовательность транспортных пакетов MPEG-2 (см. рис. 9). Пакеты, имеющие общую длину 188 байтов (синхробайт, записываемый как число 47 в шестнадцатеричной форме или 01000111 - в двоичной, и 187 байтов передаваемых данных), объединяются в группы по восемь пакетов. Синхробайт первого пакета группы инвертируется, образуя число 10111000₂ = В8₎₆. Собственно рандомизация осуществляется путем сложения по модулю 2, то есть посредством логической операции «исключающее ИЛИ» (XOR) цифрового потока данных и двоичной псевдослучайной последовательности PRBS (Pseudo Random Binary Sequence).

Восстановление исходных данных на приемной стороне осуществляется с помощью такого же генератора PRBS, который инициализируется в начале каждой группы из восьми пакетов адаптированного транспортного потока.

1.3.6 Цифровой символ данных и символ OFDM

Для образования цифрового символа данных выходы устройств перемежения субпотоков объединяются таким образом, что каждый символ из н битов (слово y'_w, где w = 0, 1, 2, 125) включает в себя один бит с выхода каждого устройства, причем выход 1₀ дает старший бит: y'_w = (a₀, _w, a_{1 w}…., a_v-_1.W). В режиме 2k процесс битового перемежения повторяется 12 раз, в результате чего образуется пакет из 1512 цифровых символов данных (126x12 =1512), называемый символом OFDM. Именно эти 1512 цифровых символов данных используются для модуляции 1512 несущих колебаний в интервале одного символа OFDM (длительность символа OFDM обозначается как T_s). 12 групп по 126 слов, считываемых последовательно с выхода устройства битового перемежения, образуют вектор Y' = (у'₀, у'_и y'₆₀₄₇)- В режиме 8к процесс битового перемежения повторяется 48 раз, что дает 6048 цифровых символов данных (126x48 = 6048), используемых для модуляции 6048 несущих. Это дает вектор Y' = (у'₀, y'_i,…. у'₆₀₄₇).

Перед формированием модуляционных символов выполняется перемежение цифровых символов данных. Вектор на выходе устройства перемежения символов Y = (у₀, у_1…. и у_Nтах-1) формируется в соответствии с правилом: y_H(q) = y'_q для четных символов и y_q = y'_H(q) для нечетных символов (здесь q = 0, N_max-1, a N_max = 1512 или 6048). Функция H(q) называется функцией перестановки символов. Перестановка символов производится в пределах блока из 1512 (режим 2к) или 6048 (режим 8к) символов.

1.3.7 Формирование модуляционных символов

Цифровой символ данных у состоит из v битов (как и у'): y_q'= (y_0,q, y'_i,g', y_v-i,q'), q' - номер символа на выходе устройства символьного перемежения. Величины у используются для формирования модуляционных символов в соответствии с используемым способом модуляции несущих. Модуляционные символы z являются комплексными, их вещественная и мнимая части отображаются битами y_u.q' Отображение производится с использованием кода Грея, поэтому соседние по горизонтали и вертикали символы отличаются только в одном бите. Следовательно, если при демодуляции происходит ошибка из-за помех и за демодулированный символ принимается соседний (а такие ошибки наиболее вероятны), то это приводит к ошибке только в одном бите. При обычном двоичном коде, такие же ошибки могли бы вызвать при демодуляции ошибки сразу в нескольких битах.

Модуляционные символы в системе DVB-T являются комплексными. Например, при использовании способа QPSK значениям y_o,q' ⁼ 0 и y_i,q =0 соответствует комплексное число z = 1 +j. Значения вещественной и мнимой частей этого комплексного модуляционного символа имеют вполне конкретный реальный смысл. Они означают, что амплитуды синфазной I и квадратурной Q компонент модулированного колебания равны 1. Иными словами, в процессе модуляции косинусоидальная (или синфазная) и синусоидальная (или квадратурная) составляющие складываются с одинаковыми единичными символами. Известно, что сумма косинусоидальной и синусоидальной функций с единичными амплитудами дает гармоническое косинусоидалъное колебание с амплитудой, равной и начальной фазой 45°.

При квадратурной амплитудной модуляции меняется и модуль, и аргумент комплексного модуляционного символа и соответственно, амплитуда и начальная фаза полученного при модуляции колебания.

Например, при использовании однородной квадратурной модуляции 16-QAM комбинации битов у₀,_д' = 0, у₁,_д' = 0, y₂,_q = 1, у_3,д' = 0 соответствует точка диаграммы 0010 и комплексный модуляционный символ z = 1 + 3 j, (синфазная косинусоидальная составляющая имеет амплитуду 1, а квадратурная синусоидальная - 3), что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой и начальной фазой 60°. Точка диаграммы 0111, в которую отображается комбинация битов у₀,_д' = 0, у₁,_д' = 0, y₂,_q = 1, у_2,д' = 0 обозначает комплексный модуляционный символ z = 1 -- j, что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой и начальной фазой -45°.

Однако в процессе модуляции используются не сами модуляционные символы z, а их нормированные версии с. Нормировка вводится для того, чтобы средние мощности колебаний с разными способами модуляции были бы одинаковы. Например, при использовании способа QPSK нормированный комплексный модуляционный символ определяется как , при однородной модуляции 16-QAM - C = Z / , а при неоднородной модуляции 16-QAM (с параметром ч = 4) - C = Z / .

1.3.8 Перемежение и формирование модуляционных символов при иерархической передаче

Описанные принципы перемежения и формирования модуляционных символов соответствуют неиерархической передаче данных, при которой используется однородная квадратурная модуляция.

При иерархической передаче на вход устройства внутреннего перемежения поступает два потока данных - высшего приоритета (х'₀, х₁', х'₂, х'₃, ...) и низшего (х"₀, x"_1, х"₂, х"₃,...).

Поток высшего приоритета демультиплексируется всегда на два субпотока (х'₀ - b_0,0 х'_о - b_1,o), а поток низшего приоритета - на (V - 2) субпотоков (х"₀ - b_2,0, х"₀ - b_3,0 в случае 16-QAM, х"₀ - b₂,о, x"₁ - b_4to, х"₂ - b_3,0, х"₃ - b_5,0 в случае 64-QAM).

При иерархической передаче применяется неоднородная квадратурная модуляция. В случае иерархического декодирования демодуляция производится так, как будто модуляция была выполнена по способу квадратурной фазовой манипуляции. При этом достаточно определить лишь параметры группы из четырех битов и извлечь биты высшего приоритета Уо,_д' и y_l>q: Такая процедура может бчыть выполнена без опшбок при сравнительно большом уровне помех, так как группы отстоят друг от друга на большее расстояние, чем отдельные точки внутри группы. Если уровень помех сравнительно невелик, то можно различить положения отдельных точек внутри каждой группы и в процессе демодуляции по способу 16-QAM извлечь и биты низшего приоритета y_2,q и y_3,q.

Расположение точек векторной диаграммы зависит от параметра модуляции, обозначаемого в системе DVB-T буквой ч (коэффициент неравномерности сигнального созвездия). Стандарт DVB-T предусматривает три значения параметра ч При использовании однородной модуляции параметр устанавливается равным 1, в случае неоднородной: ч ⁼ 2 или ч = 4.

1.3.9 Модуляция OFDM и преобразование Фурье

Рассмотрим модуляцию несущих. Независимо от способа (QPSK или QAM) модулированное колебание представляет собой сумму синфазной компоненты (косинусоиды) с амплитудой, равной вещественной части нормированного комплексного модуляционного символа Re{c}=C_I и квадратурной компоненты с амплитудой, равной мнимой части модуляционного символа Im{c}=C_q.

Значения модуляционных символов в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов с/, квадратурное колебание - на мнимые части cq, а результаты перемножения - складывать. Эту операцию можно выполнять различными способами. Например, можно все эти действия выполнять в цифровой форме, а обработанные данные подвергать затем цифроаналоговому преобразованию. Но можно сначала осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, а умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение может представлять собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

Если попытаться максимальное количество действий выполнить в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером к и частотой f_k, модулированной символом с_к, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа с_к и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой/_к:

S_k(t) = Re{c_k • exp(j•2р•f_k • t)} = Re{c_k • exp(j•2рt/T_u)} (6)

Частота f_k представляет собой к-тую гармонику основной частоты 1/Тц, то есть величины, обратной длительности полезной части символа и равной расстоянию между частотами соседних несущих. Сигнал OFDM, записанный на интервале одного символа, представляет собой сумму всех несущих колебаний, модулированных своими модуляционными символами:

S(t) = (t) = (7)

где суммирование выполняется по всем значения к от к_тт до к_тах.

Но можно сначала выполнить суммирование, а затем взять его вещественную часть. Поскольку цифровая система передачи данных -система с дискретным временем, то при вычислениях в цифровой форме

Имеет смысл сравнить выражение (6) с формулой обратного дискретного преобразования Фурье:

В место не прерывной переменной t надо подставить ее дискретный аналог nT (здесь Т - интервал дискретизации, n - номер отсчета.)

s(nT) = s_n = Re{} (8)

ч_n = • exp(j •2р •k •n/N) (9)

Последняя формула также предполагает действия с комплексными числами, она позволяет вычислить значения сигнала х„ в моменты пТ путем суммирования его гармонических составляющих с известными комплексными амплитудами Х_п. (здесь N - количество отсчетов сигнала и соответственно количество его составляющих (включая постоянную), которое может

быть рассчитано к дискретной форме, причем суммирование выполняется по всем А: от 0 до (N-1). При описании сигнала формула позволяет перейти из частотной области во временную, используя для этого суммирование всех гармонических составляющих сигнала, которые являются ортогональными.

Надо отметить, что формулы (8) и (9) аналогичны, ведь радиосигнал OFDM на интервале символа также представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Более того, формулы для обратного преобразования Фурье и радиосигнала OFDM становятся тождественными, если положить N = Ту/Т и ввести в формулу для сигнала OFDM суммирование от 0 до (N-1), причем считать нулевыми значения модуляционных символов для вновь введенных дополнительных номеров. Тогда становится ясным, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

Но надо ли осуществлять модуляцию OFDM в виде обратного преобразования Фурье? Ведь это всего лишь способ математического описания, а частотное уплотнение можно получить традиционным способом, то есть с использованием обычных модуляторов. Однако, если бы переход к преобразованию Фурье не был бы сделан, то модуляция OFDM имела бы малые шансы на практическую реализацию. Преимущества системы OFDM проявляются при очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), но в этом случае прямое аппаратурное формирование сигнала OFDM потребовало бы огромных схемотехнических затрат в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такая схема была бы реализована. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют - алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ), и созданы процессоры БПФ в виде больших интегральных схем.

Формула для сигнала OFDM, представляющая вещественную часть обратного преобразования Фурье и регламентирующая формирование радиосигнала, представляет собой важную часть стандарта DVB-T, поскольку именно она определяет алгоритм практической реализации предлагаемого в стандарте способа модуляции OFDM.

Отношение Т_и / N = Т (здесь N - размер массива БПФ), определяющее интервал дискретизации в формуле (8), играет важную роль в спецификации стандарта DVB-T. Величина 1/Г называется системной тактовой частотой. И время символа, и защитный интервал являются целыми кратными Т. В системе DVB-T, рассчитанной на каналы шириной 8 МГц, системная тактовая частота равна 1/Г = 64/7 МГц. Эта величина является оптимальной с точки зрения уменьшения интерференционных помех из-за взаимодействия с излучаемыми радиосигналами аналогового телевидения.

Система DVB-T была изначально спроектирована для шага средних частот каналов 8 МГц, принятого в Европе для дециметрового частотного диапазона. Однако система легко может быть приспособлена к другим диапазонам с другим шагом. Для перехода к 7 МГц каналам необходимо заменить системную тактовую частоту на 8 МГц. При этом сохраняется вся структура обработки сигналов (можно использовать одни и те же интегральные схемы для обработки), но объем передаваемых данных составляет лишь 7 / 8 от исходного. Для перехода к каналу шириной 6 МГц следует использовать системную тактовую частоту (13.5 х 8192)/(858 х 19) МГц.

Интересно, что можно использовать не только вещественную, но и мнимую части вычисленного обратного преобразования Фурье. Выполним в соответствии с формулой обратного преобразования Фурье вычисление и вещественной и мнимой частей (мнимая часть обозначается как sg(t), вещественная - обозначается здесь как sj(t) и дает уже описанный сигнал s(t):

• exp(j •2р • f_k •t) = S₁ + j • S_Q(t) (10)

Умножим вещественную часть на колебание с частотой F₀ (будем называть его «синфазным»), а мнимую часть - на квадратурное колебание той же частоты (сдвинутое по фазе по отношению к синфазному на 90°). Тогда суммирование полученных произведений дает сигнал OFDM, спектр которого смещен на частоту Fq. Такая операция соответствует преобразованию частоты, которое неизбежно используется для переноса радиосигнала в полосу частот выбранного канала вещания:

Рисунок 10 - Структурная схема устройства формирования сигнала промежуточной частоты OFDM

Именно такое преобразование иллюстрирует схема формирования радиосигнала OFDM (рис. 10).

S₀(t) = S₁(t) • t) - S_Q(t) • t) =

= • + )t] - • )t} (11)

1.3.10 Спектр радиосигнала OFDM

Общая спектральная плотность мощности сигнала OFDM может быть найдена как сумма спектральных плотностей мощности отдельных несущих (рис. 11).

Рис.11 - Спектор мощности радиосигнала OFDM

Она могла бы быть весьма близкой к постоянной в полосе частот, которую занимают несущие, но длительность передаваемого OFDM символа больше, чем величина, обратная расстоянию между несущими, на величину защитного интервала. В связи с этим основной лепесток спектральной плотности мощности одной несущей несколько меньше удвоенного расстояния между несущими, поэтому спектральная плотность мощности сигнала OFDM в номинальной полосе частот (7.608258 МГц в режиме 2к и 7.611607 МГц в режиме $к) не является постоянной. Уровень мощности на частотах вне номинальной полосы может быть уменьшен с помощью соответствующих фильтров.

1.3.11 Многолучевой прием

Многолучевой прием - это явление, типичное для наземного ТВ вещания. Если, наряду с основным радиосигналом, принимается, например, сигнал, отраженный от какого-либо препятствия и пришедший к приемной антенне с задержкой, на экране появляется повтор, то есть копия изображения, сдвинутая по горизонтали. Если интенсивность повтора велика (отраженный сигнал сравним с основным), то изображение становится неприемлемым. Бороться с повторами можно, например, путем использования узконаправленных приемных антенн.

Возможен и частотный подход к оценке многолучевого приема. В результате интерференции радиосигналов, пришедших в точку приема с разными задержками, некоторые частотные компоненты радиосигнала ослабляются, а некоторые - усиливаются, что приводит к неравномерности частотной характеристики канала (рис. 12). Частотную характеристику с помощью перестраиваемых фильтров можно попытаться сделать постоянной в частотном диапазоне, занимаемом спектром радиосигнала, если предварительно оценить неравномерность. Но такой путь не всегда возможен. Представим, что повторный радиосигнал приходит в точку приема с такой же интенсивностью, что и основной (такой повтор называют эхо-сигналом 0 дБ). Интерференционное взаимодействие основного сигнала и повтора приведет к тому, что отдельные компоненты суммарного сигнала окажутся полностью уничтоженными. Эхо-сигнал, задержанный на четверть длительности символа, приводит к подавлению каждой четвертой несущей сигнала OFDM (рис. 13).

Риc. 12-влияние многолучевого приема на частотную характеристику канала и спектр принимаемого радиосигнала OFDM

Такие подавленные компоненты не могут быть скорректированы за счет полосовой фильтрации, принятый сигнал претерпевает необратимые искажения. Однако в системе с OFDM подавленные компоненты могут быть полностью восстановлены благодаря использованию частотного уплотнения в сочетании с кодированием, обнаруживающим и исправляющим ошибки. Это является следствием того, что данные, переносимые каждой несущей, доступны для обработки в системе канального кодирования. Каждая которых могут быть обнаружены и исправлены с помощью системы канального кодирования.

Система с OFDM предоставляет дополнительные возможности при условии, если оценивается частотная характеристика канала. Как показывает характеристика (рис. 13), на каждую подавленную несущую приходится одна усиленная, принимаемая с большим отношением сигнал-шум. Данные, переносимые подавленной несущей, могут помечаться как ошибочные, но зато данные усиленной - как обладающие повышенной надежностью. Использование этих пометок в процессе так называемого «мягкого» внутреннего декодирования позволяет заметно улучшить прием при многолучевом распространении радиосигнала.

Рисунок 13 - Влияние эхосигнала с уровнем 0 дБ на спектр принимаемого радиосигнала OFDM

Если эхо-сигнал 0 дБ имеет задержку меньшую, чем 1/4 от величины полезного интервала, то провалы в частотной характеристике будут следовать реже, но зато захватывать сразу большое число несущих. В этом случае помогает внутреннее перемежение, являющееся, по сути дела, частотным перемежением, в процессе которого переставляются данные, переносимые несущими с разными частотами. Таким образом, внутреннее кодирование и перемежение предотвращают появление пакетов ошибочных битов, одновременно снижая частоту следования ошибок до приемлемой величины. Завершает процесс борьбы с ошибками внешнее кодирование и перемежение, которые исправляют как битовые ошибки, так и ошибочные байты, то есть они эффективны в борьбе с большими пакетными ошибками.

Формирование данных и структура сигналов. Сигнал, получаемый в способе модуляции с частотным уплотнением, состоит из многих модулированных несущих, поэтому каждый символ OFDM может рассматриваться как разделенный на элементарные пакеты, каждый из которых переносится одной несущей во время одного символа. Количество битов, переносимое одной несущей за время символа OFDM, зависит от способа модуляции несущих - это 2 бита для квадратурной фазовой манипуляции, 4 бита для квадратурной амплитудной модуляции 16-QAM и 6 битов для модуляции 64-QAM.

Рисунок 14 - Структура кадра DVB-T

Передаваемый сигнал организуется в виде кадров (рис. 14). Каждый кадр состоит из 68 символов OFDM, нумеруемых от 0 до 67. Четыре последовательных кадра образуют суперкадр. При выбранной структуре кадра в одном суперкадре всегда содержится целое число пакетов длиной 204 байта (рандомизированных транспортных пакетов MPEG-2, снабженных для защиты от ошибок проверочными байтами кода Рида-Соломона).

Каждый символ длительностью Ts образуется путем модуляции 1705 несущих в режиме 2к и 6817 несущих в режиме 8к. Интервал T_s состоит из двух компонентов: интервала Т_у, во время которого передаются входные данные передатчика, то есть полезная информация (интервал Т_и и называется «полезным»), и защитного интервала T_G. Защитный интервал представляет собой копию, или циклическое повторение последней части полезного интервала, которая вставляется перед полезным интервалом (рис.15)

Рисунок 15 - Структура сигнала OFDM на интервале передачи одного символа OFDM

В дополнение к данным в кадре OFDM передаются опорные сигналы, структура которых известна приемнику, а также сведения о параметрах передачи.

Опорные сигналы, называемые «пилот-сигналами», получаются в результате модуляции несущих псевдослучайной последовательностью. Пилот-сигналы используются прежде всего для синхронизации. Они распределены во времени и в частотном спектре сигнала OFDM, их амплитуды и фазы известны в точке приема, поэтому их можно использовать также для получения сведений о характеристиках канала передачи. В системе используются два типа пилот-сигналов: непрерывные и распределенные. Непрерывные пилот-сигналы передаются на одних и тех же несущих в каждом символе OFDM, распределенные - рассеяны равномерно во времени и в частотном диапазоне.

Непрерывные пилот-сигналы могут использоваться для синхронизации и оценки фазовых шумов канала, распределенные - для оценки характеристик канала посредством временной и частотной интерполяции. Использование временной интерполяции в промежутках между распределенными пилот - сигналами при достаточной мощности принимаемого сигнала может помочь для улучшения приема на движущихся объектах, например, на поездах и автомобилях.

Сигналы параметров передачи используются для сообщения приемнику параметров системы, относящихся к канальному кодированию и модуляции: способ передачи - иерархический или неиерархический, параметры модуляции, величина защитного интервала, скорость внутреннего кода, режим передачи - 2к или 8&, номер кадра в суперкадре. Эти сведения могут использоваться приемником для быстрой настройки. Сигналы параметров передаются на 68 последовательных символах OFDM, обозначаемых как кадр OFDM. Каждый символ OFDM переносит один бит, относящийся к сигналам параметров передачи. Блок данных, соответствующий одному кадру OFDM, содержит 68 битов, назначение которых устанавливается следующим образом:

1 бит - инициализация;

16 битов - синхронизация;

37 битов - сигнальная информация;

14 битов -- проверочные биты для обнаружения и исправления ошибок, возникающих в канале связи.

Из 37 информационных битов сейчас используется 23, остальные 14 представляют собой резерв на будущее. Проверочные биты вычисляются в соответствии с правилами систематического кодирования Боуза-Чоудхури-Хоквингема. Помехозащищенности данных, переносимых сигналами параметров передачи, способствует и способ модуляции. Каждая несущая, переносящая сигналы параметров передачи, модулируется по способу дифференциальной двоичной фазовой манипуляции (DBSK -- Differential Binary Phase Shift Keying), в соответствии с которой фаза несущей меняется на противоположную от символа к символу, если передаваемые данные равны единице, и не меняется, если передаваемые данные равны нулю.

1.3.12 Параметры системы DVB-T

Основные параметры, характеризующие передачу данных в системе DVB-T, приведены в таблице 4. Число несущих, передающих полезную информацию, зависит только от режима и равно 1705 для режима 2к и 6817 для режима 8к. Число «полезных» несущих в обоих режимах отличается ровно в четыре раза. Если учесть, что и длительность полезного интервала при переходе от режима к режиму также меняется в четыре раза, то такой важный параметр, как частота следования символов данных R_s, оказывается в двух режимах одинаковым и равным 6.75 миллионам символов в секунду (R_s= 1512 / 224 мкс = 6048 / 896 мкс = 6.75 МГц = 6.75 Мегасимвол/с).

Таблица 4 - Основные параметры системы DVB-T

Параметры	Режим
	8к	2к
Число несущих	6817	1705
Длительность полезного интервала TU , мкс	896	224
Длительность защитного интервала TG , мкс	224, 112, 56, 28	56, 28, 14, 7
Интервал между несущими, Гц	1116	4464
Интервал между крайними несущими, МГц	7,61	7,61
Модуляция несущих	QPSK, 16-QAM, 64-QAM	QPSK, 6-QAM, 64 QAM
Скорость внутреннего кода	1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8	1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8

Используя величину R_s, нетрудно найти скорость передачи данных в разных режимах и при различных сочетаниях параметров системы DVB-T: Rsu=R_s xb CR₁xCRsx (T_u/Ts) (здесь Ъ - количество битов, передаваемых в одном символе с помощью одной несущей, CRj - скорость внутреннего сверточного кода; CR_S - скорость внешнего кода Рида-Соломона, равная 188/204; {Тu/ T_s) - отношение длительности полезного интервала к общей длительности символа.

модуляция телевидение передатчик декодер

2. Расчетный раздел

2.1 Обоснование и особенности работы передатчика TBS DVB-T

Работу передатчика TBS DVB-T рассмотрим с работы модулятора. На вход ОБПФ подаются векторные сигналы (совокупность векторов), отражающие точки сигнального «созвездия», сформированные путем преобразования входного цифрового потока в набор векторов. На выходе ОБПФ формируются два цифровых потока: поток I, характеризующий реальные компоненты входных векторов ОБПФ, и поток Q (рис. 16), характеризующий мнимые компоненты входных векторов ОБПФ. Цифровые сигналы I' и Q' поступают на ЦАП, где преобразуются в аналоговые сигналы I и Q, которые фильтруются фильтром нижних частот с частотой среза F_v = 8 МГц. Отфильтрованные сигналы поступают в перемножители (амплитудные модуляторы), на опорные входы которых подаются сигналы высокой частоты, (первая промежуточной с частотой F₀ = 80 МГц) превышающие верхнюю частоту F_v примерно на порядок, сдвинутые по фазе на 90 град. В результате перемножения низкочастотные сигналы I' и Q' модулируют несущую. Наиболее эффективной амплитудной модуляцией является балансная AM. Однако, вследствие полного подавления несущей, необходимо передавать пилот-сигнал, характеризующий несущую, как по значению частоты, так и по начальной фазе векторов поступающих на опорные входы перемножителей.

Рисунок 16 - Структурная схема OFDM модулятора.

На выходах перемножителей формируются два ВЧ сигнала с одной частотой, но с разными огибающими, амплитуда и фаза которых несут информацию о сигналах I' и Q' Сигналы ВЧ складываются в выходном сумматоре и далее поступают на двухкаскадный смеситель, обеспечивающий перенос спектра сигналов I' и Q' на несущую передатчика; последний сигнал передается на спутник связи.

Значения модуляционных символов на выходе модулятора QAM в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов I квадратурное колебание - на мнимые части Q, а результаты перемножения - складывать.

Согласно пункту 1.3.9. в данном устройстве необходимо осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала (что будет сделано ниже) модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение представляет собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

Если попытаться максимальное количество действий выполнить в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером к и частотой f_к, модулированной символом с_к, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа с_к и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой f_к.

В пункте 1.3.9. было показано, что формулы (8) и (9) аналогичны и радиосигнал OFDM на интервале символа представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Таким образом, становится ясно, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

При очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), при прямом аппаратурном формировании сигнала OFDM нам бы потребовались огромные схемотехнические затраты в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такую схему можно реализовать. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют - алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ). В настоящее время ведущими производителями ЦСП является фирмы Texas Instruments, Analog Devices, Motorola, Hitachi. Данные компании пользуются заслуженным уважением. Но не будем забывать о монстре Российского рынка НТЦ "Модуль". Особо известен, созданием процессора Л1879ВМ1(КМ6403).

2.1.1 Выбор цифрового сигнального микропроцессора

Цифровой сигнальный процессор, должен обладать мощной вычислительной структурой и позволять реализовать различные алгоритмы обработки информационных потоков. Сравнительно невысокая цена, а также развитые средства разработки программного обеспечения позволяют легко применять их при построении вычислительных систем с массовым параллелизмом. Выбор того или иного процессора многокритериальная задача. Для задач, требующих выполнения интенсивного обмена с внешними устройствами, предпочтительнее использовать процессоры Texas Instruments [15], обладающие высокоскоростными интерфейсными подсистемами.

Компания Motorola является лидером по объему производства сигнальных микропроцессоров, большую часть которых составляют дешевые и достаточно производительные 16- и 24-разрядные микропроцессоры с фиксированной точкой. На практике наиболее широкое распространение получили алгоритмы БПФ по основанию 2.

Эти алгоритмы ориентированы, прежде всего, на сведение к минимуму числа операций умножения. Но с появлением векторных процессоров этот критерий становится несущественным. Напротив, число одновременно выполняемых умножений главным образом определяет производительность процессора. Поэтому возникает вопрос о распараллеливании вычислений и реализации алгоритмов БПФ с более высокими основаниями и их возможными комбинациями.

Как известно в стандарте DVB-T для режима 8к предусмотрена длительность полезного интервала Т_и = 896 мкс. Считаем длину защитного интервала 1/4Т_G и тогда время передачи символа будет составлять:

T_G = 1/4 Т_и = 224 мкс.

Общее время передачи символа с учетом задержки:

Т_аи = T_G +Т_и= 224 + 896 = 1120 мкс

Время, за которое микропроцессор должен преобразовать сигнал из временной области в частотную область - Т_U = 896 мкс. Определим общее количество операций сложения - умножения, за время Т_U.

Требуемое число операций комплексных сложений:

К_СУМ = (N) log₂ (N) = 8192 • log₂ (8192) = 106496

Требуемое число операций комплексных умножений:

К_УМН = (N/2) log₂ (N) = 4096 • log₂ (8192) = 53248

Общее число операций:

К_? = К_СУМ + К_УМН = 106496 + 53248 = 159744

Пусть ЦСП требуется две r = 2 инструкции для выполнения одной комплексной операции, а, так же введем коэффициент запаса k = 1.3 для учета служебных операций на переадресацию памяти, обработки прерываний и других второстепенных нагрузок на процессор. Тогда минимально необходимая частота MIPS (Million Instructions Per Second - миллион команд в секунду):

MIPS_ОБПФ = • k • = • 1,3 = 464

Каждый из символов OFDM подвергается следующим преобразованиям:

1. Сопоставление модуляционного символа на основе текущего кода и приоритета потока.

2. Нормирование элементов.

3. Вставка пилот сигналов с целью синхронизации и канальной компенсации в приемнике.

Можно предположить, что на каждый символ потребуемся около 20 операций сложения - умножения. Тогда общее количество выполняемых действий будет:

MIPS_ФМС = • k • = • 1,3 =99

Общая производительность:

MIPS_? = (MIPS_ОБПФ + MIPS_ФМС) • = (464 + 99) • 1,3 = 731,9

Также необходимы как минимум 4 интерфейса ввода вывода, и возможность подключения внешней ОЗУ или ПЗУ. Также желательно иметь как минимум один таймер, наличие двух MAC - (сложение + умножение) конвейеров для возможности расчета одной бабочки ОБПФ за один такт, иметь быстро перестраиваемый конвейер. Общая разрядность ЦСП должна быть не менее 32, а хранение чисел внутри ОЗУ микропроцессора - с фиксированной точкой для выполнения мультипликативных операций с необходимой точностью. Это не все, но основные требования, которым должен отвечать ЦСП в канальном кодеке системы. Учитывая выше перечисленные требования и расчеты был выбран Цифровой Сигнальный Процессор TMS320C6713B. Его параметры:

· Выполнение восьми 32-битных команд за цикл

· 32/64-битные данные

· Тактовая частота 300-, 225-, 200-МГц (GDP и ZDP), а также 225-, 200-, 167-МГц(РУР)

· Время выполнения команды 3.3, 4.4, 5, 6 не

· Производительность 2400/1800, 1800/1350, 1600/1200 и 1336/1000 MIPS/MFLOPS

· Восемь независимых функциональных блоков:

· Два АЛУ (фиксированная точка)

· Четыре АЛУ (плавающая и фиксированная точка)

· Два умножителя (плавающая и фиксированная точка)

· 32 32-битных регистра общего назначения

· Уплотнение команд в памяти снижает размер кода

· Поддержка всех команд условного перехода

· Особенности системы команд

· Наследование команд IEEE 754 одинарная и двойная точность

· Байтовая адресация (8-, 16-, 32-битные данные)

· 8-разрядная защита от переполнения

· Насыщение; извлечение битового поля, установка, сброс; подсчет контрольной суммы; нормализация

· Архитектура памяти L1/L2

· 4 КБ кэш-память программ L1Р (прямое отображение)

· 4 КБ кэш-память данных L1D (двухассоциативный доступ)

· 256 КБ памяти L2: 64 КБ объединенного ОЗУ/кэш и 192 КБ дополнительного ОЗУ

Конфигурация устройства:

Режим загрузки: HPI, 8-, 16-, 32-битная память Boot ROM

Прямой (Little Endian) и обратный (Big Endian) порядок следования байт

32-разрядный интерфейс внешней памяти (EMIF)

Непосредственное подключение к SRAM, EPROM, Flash, SBSRAM и SDRAM

512 МБ общего адресуемого пространства внешней памяти

Контроллер расширенного прямого доступа к памяти (EDMA) (16 раздельных каналов)

16-разрядный хост-порт интерфейс (HPI)

ДваМсА8Р

Две раздельных зоны синхронизации в каждом блоке (1 зона передачи и 1 зона приема)

Восемь выводов последовательных данных на каждый порт: индивидуальная конфигурация работы с любой зоной синхронизации

Каждая зона синхронизации содержит:

Программируемый тактовый генератор

Программируемый генератор сигнала кадровой синхронизации

TDM-потоки с 2-32 временными интервалами

Размер посылки: 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 бит

Форматировщик данных для манипуляции над битами

Поддержка формата 12S и подобных ему

Встроенный передатчик цифрового аудиоинтерфейса (DIT) поддерживает:

Форматы S/PDIF, IEC60958-1, AES-3, СР-430

До 16 выводов для передачи

Нахождение и исправление ошибок

Два шинных интерфейса I2C с интерфейсами Multi-Maser и Slave

Два многоканальных буферизованных последовательных порта:

Последовательный интерфейс SPI

Высокоскоростной интерфейс TDM

Интерфейс АС97

Два 32-битных таймера общего назначения

Специальный модуль ввода-вывода с 16 выводами (возможность работы в качестве входов внешних прерываний)

Модуль тактового генератора на основе конфигурируемой схемы

ФАПЧ

Граничное сканирование в соответствии с IEEE-1149.1 (JTAG) 208-выв. корпус PowerPAD PQFP (PYP) 272-выв. корпус BGA (GDP и ZDP)

Технология 0.13 мкм с 6-уровневой медной металлизацией К МОП-технология

В питание периферии, 1.2 В питание ядра (GDP/ZDP/ PYP) 3.3 В питание периферии, 1.4В питание ядра (GDP/ZDP) [300 МГц]

ЦСП имеет следующие периферийные устройства:

EMIF - интерфейс со внешней памятью. Предоставляет 8,16,32 разрядный интерфейс к разнообразным устройствам;



Рисунок 17 - Функциональная схема ЦСП

Многоканальный буферизованный последовательный порт McBSP. Предоставляет последовательный интерфейс для приема/передачи данных. Простое и эффективное решение для связи с последовательными линиями связи.

Шина расширения. Многофункциональная 32 - разрядная шина;

Таймеры- 32 битные многофункциональные, управляемые устройства, служащие в том числе и для управления периферией.

PLL - множитель частоты внутренней шины.

Логику управления питанием

Внутреннюю 2-х канальную память.

Систему управления загрузкой.

Выбор компонентов:

EMIF - интерфейс с внешней памятью. Выберем микросхему для хранения данных при загрузке.

Сформулируем основные требования:

16 разрядная шина и поддержка 32 разрядный данных.

По возможности, однополярное питание

Объем данных должен быть не менее 256 Мбайт, соответствующий объему памяти внутренней памяти для программ.

По возможности, низкое время доступа к данным для ускорения загрузки.

CMOS технология .

(Аббревиатура CMOS(KMOn) расшифровывается как Complement Metal Oxide Semiconductor (комплементарная структура метал окисел полупроводника) - это одна из технологий изготовления микросхем. Электронное запоминающее устройство, для которого характерна высокая плотность размещения элементов и малое потребление энергии).

Сформулированным требованиям отвечает микросхема компании AMIC Technology A29L400[10].

Многоканальный буферизованный последовательный порт McBSP. Для ввода данных с приоритетного и неприоритетного каналов по последовательной шине можно использовать два из трех последовательных порта Последовательные порты позволяют производить:

Полнодуплексные коммуникации

Буферизацию данных

Независимая фрагментация и синхронизация при приеме/передаче

Прямой интерфейс для АЦП/ЦАП/многих АС97 кодеков

Данные передаются через выходы DX, DR синхронизирующая информация о частоте импульсов и кадров для приема и передачи передается по CLKS, CLKX, CLKR, FSX, FSR.

Данные приема записываются в приемный 32 разрядный регистр сдвига и копируются в буферный регистр. После заполнения буферного регистра, CPU или DMA контроллер копируют данные в память и освобождают буфер. Полный элемент может включать 8, 12, 16, 20, 24 бит

32 элемента составляют кадр.

N_кадр = = = 189.

Выберем внешнюю синхронизацию CLKR и FSR. Частота CLKR будет составлять= 36.57МГц и равняется примерно одной восьмой рабочей

частоты шины.

Количество разрядов = 10.

Период импульса кадра равен десяти (количество разрядов = 10) периодам импульсов.

По импульсу кадра данные из буфера будут считываться DMA и размещаться в памяти ЦСП.

Всего потребуется два последовательных порта для приоритетного и неприоритетного канала

3. Таймер. Таймер незаменим, когда необходимо добиться синхронной работы внешних устройств. Он используется в следующих случаях:

-Разнообразные действия во времени

Счетчик

Генератор импульсов

Прерыватель процессора

Отсылка синхронизирующих сообщений DMA

Счетчик управляется тремя регистрами CTL, PRD, CNT (соответственно управляющий, задающий период и счетчик) предназначенные для выставления необходимого периода, длительности и задержки синхроимпульсов.

Счетчик работает с частотой процессора. При каждом возрастании синхросигнала он прибавляет определенное значение. Как только он достигнет своего установленного максимального значения, он обнуляется и начинает цикл заново. Требуется генерирование прямоугольных импульсов с частотой:

= = = 7,31 МГц

4. Буферизованная память FIFO.

Многие преобразователи данных (ЦАП, АЦП) не могут быть напрямую подключены к ЦСП из - за разных скоростей передачи данных. FIFO (first in - first out, первым пришел - первым обслужен) являются хорошим решением данной проблемы. Они способны накапливать определенное количество данных для последующего считывания их другой стороной, что более эффективно чем одиночные операции чтения / записи. Принцип работы FIFO заключается в независимом чтении и записи из памяти двух устройств с разной опорной частотой, при этом один массив памяти не влияет на другой. Также происходит координация работы микросхемы при помощи информационных

флагов, сообщающие о наличии данных для чтения или записи. Современные FIFO не требуют подключения элементарной логики при работе с ЦСП.

Рабочая частота процессора F_CPU = 500 МГц. Частота шины данных F_data= 36.57 МГц. Общий объем выходных данных, за цикл составляет:

• N • = 2 • 8 • 1024 • 16 = 32 Кбайт

2.1.2 ЦАП (Цифро-аналоговый преобразователь)

Минимальная разрядность должна ЦАП быть не менее 12. Параллельный интерфейс ввода вывода данных.

Совместимость с буферами FIFO, выполненных по CMOS технологии. Независимо от режима (2к или 8к) частота F_цап=2*64/7=18,286МГц фиксирована.

Обзор рынка компонентов показал, что предъявляемым требованиям удовлетворяет МАХ5889 современный высококачественный 12-разрядный ЦАП с производительностью 600 Msps (производства Maxim Integrated Products). При частоте выходного сигнала 30 МГц прибор обеспечивает SFDR = 80 dBc и IMD = -94 dBc. При частоте выходного сигнала 36 МГц обеспечивает спектральную плотность шума -163 dBFS/Тц. Входной LVDS интерфейс позволяет МАХ5889ринимать данные с частотой до 600 МГц и формировать широкополосный выходной сигнал, обеспечивая низкий уровень шума и малые искажения, потребляя всего 298 мВт.

Рисунок 19 - Блок-схема ЦАП MAX5889.

2.1.3 ФНЧ (Фильтр Нижних частот)

При использовании ЦАП, на его выходе, для подавления нежелательных гармоник, необходимо обязательно применять ФНЧ.

Для меньшего внесения искажений в полезный сигнал требуется монотонная пологая характеристика затухания.

Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Для достижения ослабления 40 дБ в диапазоне от 1.14 МГц до 9.14 МГц (8 октав) требуется один фильтр 1-го порядка.

Аналоговые ФНЧ после ЦАП должны иметь частоту среза около 7,61/2 + 4,57 = 8,376 МГц.

2.1.4 Блок квадратурного модулятора

Буферный каскад

Для согласования токового ЦАП и аналоговой части схемы применим сумматор напряжений.

...