Создание модели канала передачи данных ТВ изображений на основе OFDM модулятора цифрового наземного телевидения

Вычитание должно быть максимально точным для чего требуется:

Одинаковая по величине генерация напряжения на входах операционного усилителя.

Высокая точность, выставляющих режим резисторов.

Низкий уровень смещения синфазного сигнала. Потому как ОУ работает с глубокой ОС, на выходе может оказаться недопустимо большой уровень паразитного постоянного напряжения.

Высокая устойчивость устройства, предотвращение самовозбуждения. Наличие частотной коррекции.

Изложенным требованиям согласно рекомендациям [13] удовлетворяет усилитель К140УД11. Микросхема представляет собой быстродействующий операционный усилитель, имеющий защиту от превышения напряжения по входу и схему защиты выхода от короткого замыкания, с внутренней частотной коррекцией. Выход ЦАП состоит из двух взаимно противоположных токовых выходов. Для работы ЦАП с низким уровнем шума, необходима одинаковая нагрузка для каждого из выходов тока.

Квадратурный сумматор.

Сумма синфазного и квадратурного колебаний, в результате, дает необходимый OFDM сигнал со смещением на рабочую частоту F₀. При этом, к аналоговому сумматору предъявляются следующие требования:

Линейность суммирующей характеристики.

Развязка по переменному и постоянному токам синфазного и квадратурного каналов.

Низкую ассиметрию по синфазному и квадратурному каналам.

Работа без искажений на частоте радиосигнала.

Квадратурный сумматор следует проектировать на основе интегральных микросхем. Это следствие следующих требований:

Повышение общей надежности устройства

-Требование низкой ассиметрии каналов при квадратурной модуляции, для избежания перекрестных помех.

Высокие коэффициенты ослабления частот входных сигналов и сигналов гетеродинов на частоте выходного сигнала.

- Низкий коэффициент шума.

- По предъявляемым требованиям подходит микросхема К174ПС4. Ее отличительными особенностями является высокая частота опорного и входного сигнала, приемлемая крутизна преобразования, высокий коэффициент ослабления частоты гетеродина на входе. Основные характеристики см. [13].

Рис. 20 Питание и фильтрующие конденсаторы.

Для устранения пульсаций по питанию необходимо использовать фильтрующие конденсаторы. Согласно рекомендации производителя ЦСП, для цепи 3.3 и 1.7 В необходима гирлянда керамических (около 0.1 мкФ) и электрических (не менее 20 мкФ) конденсаторов по цепям. Для аналогового напряжения +\- 5В используем фильтрующие конденсаторы меньшей емкости (10 и 0.1 мкФ)

2.2 Алгоритм ввода данных при использовании OFDM и наличии помех и многолучевости

В аналоговом и цифровом ТВ вещании, используются одни и те же метровый и дециметровый диапазоны волн. Для этих длин волн характерно «неумение» огибать препятствия и способность хорошо отражаться от них. В результате в точку приема приходит многолучевой сигнал, состоящий из прямого и нескольких отраженных с различными задержками и интенсивностями относительно прямого луча эхосигналов, что приводит к эффекту замирания [6]. К появлению помех, аналогичных переотражению сигнала, приводит и использование одной частоты передатчиками с перекрывающимися зонами покрытия (одночастотная сеть) [6], а также нестабильность частоты дискретизации сигнала в приемно-передающем тракте системы.

В канале передачи к этим сигналам добавляется аддитивный шум. В результате это приводит к большим межсимвольным искажениям. При превышении числа ошибок на приемной стороне выше допустимого порога передаваемая информация разрушается и изображение не воспроизводится.

2.2.1 Метод борьбы с многолучевостью

Общеизвестный метод борьбы с многолучевостью - применение направленных наружных антенн. Однако при приеме на слабонаправленную комнатную антенну или на антенну в процессе движения - он малопригоден. Известен также способ повышения помехоустойчивости ТВ системы с использованием канальной модуляции типа OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), введением в OFDM сигнал пилот-сигналов с известными параметрами и добавлением к передаваемому символу защитного интервала [6, 9]. Однако и эти меры недостаточны.

При отношениях сигнал/шум (ОСШ), меньших 10... 15 дБ, имеет место срыв ТВ изображения [6].

В канальном модуляторе цифровой телевизионной системы DVB-T [6, 9] при формировании OFDM сигнала с многими несущими применяется обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ). В этом случае передаваемый сигнал в дискретном времени имеет вид [6]:

X (nT_S)=•^K (15)

где Х_к - комплексный модуляционный символ Ј-ой несущей, N - размер БПФ, Ти - длительность символа, t = nT_s - дискретное время, T_s - период дискретизации. Длительность символа в системе OFDM без защитного интервала

= N = N / (16)

где fs - частота дискретизации. C учетом (16) выражение (15) примет вид:

X (nT_S) = •^K = •^f_s (17)

Восстановление модуляционных символов сигнала OFDM на приемной стороне осуществляется с помощью прямого БПФ. При этом, в следствии не стабильности частот дискретизации в приемопередающем тракте между ними возникает разность Д. В этом случае принимаемый сигнал m-ой несущей (оценка) можно представить так:

Y_m = •^(f_s + ^{Д f}_s⁾ = •^f_s ] _• ^(f_{s +} ^{Д f}_s⁾ = •^f_s^{(k - m)}• ^{Д f}_s= (18)

= • ^{(k - m) •д f}_s

где д fs = Д fs/f_s - относительная не стабильность частотыдискретизации.

Учитывая, что не стабильностьчастотысовременных генераторов имеет величину порядка 10^-8 - 10^-5, можно считать, что д fs «1. В этом случае

^{д f s}?1-^{д f} (19)

Подставляем (19) в (18), получим:

Y_m ? • ^{(k - m )}-• ^{(k - m )•} д f = X_m - ^{• (k - m )}= X_m + E_m (20)

Как видно из (20), принимаемый комплексный символ Y_m представляет собой сумму передаваемого сигнала Х_т и помехи Ет, равной сумме произведений всех комплексных передаваемых символов и некоторой величины, зависящей от относительной расстройки частоты дискретизации д f.

При т= к сигнал помехи примет вид:

E_m = -jX_m ^• = -jX_m •и_m (21)

где

И_m = = д f.

Подставив (21) в (20), получим:

Y_m ?X_m- jX_m •и_m = X_m (1-j и_m) = X_m • = X_m ()- j)) (22)

Где = д f - вносимый в сигнальное созвездие фазовый сдвиг.

Из (22) следует, что нестабильность частоты дискретизации приводит к повороту сигнального созвездия на некоторый угол и_m, который прямо пропорционален произведению номера несущей т и относительной расстройки частоты дискретизации д f . Направление поворота созвездия определяется знаком д f.

Рассмотрим возможность уменьшения ошибок принятого OFDM -сигнала, каждая из несущих которого подвергалась к-позиционной квадратурной амплитудно-фазовой модуляции (QAM). Для повышения точности восстанавливаемых модуляционных символов, переданных на N несущих, а следовательно, снижения числа ошибок на выходе канального демодулятора, воспользуемся априорной информацией, содержащейся в пилот-сигналах, передаваемых в ТВ системе на интервале одного символа. Зная истинные значения модуляционных символов Ё_гп пилот-сигналов для i-тых несущих и их полученные на приемной стороне в демодуляторе значения (оценки) Ё'_П1, определим вначале коэффициенты передачи канала связи для i-тых несущих пилот-сигналов

 = /

Примем, что на интервале одного символа коэффициент передачи тракта не изменяется. Используя полученные значения C_i, для i-тых несущих и известную сетку частот несущих в OFDM сигнале, определим коэффициенты передачи канала связи для «информационных» j-тых несущих. Для этого воспользуемся сплайн-интерполяцией. Полученные интерполяционные оценки коэффициентов передачи канала связи для информационных несущих будем далее использовать для коррекции модуляционных символов принятого OFDM сигнала. Так, в первом приближении можно принять, что между выходным ?_j и входным Л_j модуляционными символами j-той информационной несущей имеется зависимость ?_j = Л_j Следовательно, в качестве окончательной оценки для E, можно принять Л_j = ?_j /

2.2.2 Результаты экспериментов предлагаемой коррекции

Для проверки эффективности предлагаемой коррекции была разработана программная модель в среде MathCAD 13. В частности, один из экспериментов проводился для OFDM-сигнала с 1024 несущими, 16-позиционной квадратурной амплитудно-фазовой модуляцией (16-QAM) и использованием для предсказания комплексных коэффициентов передачи информационных несущих кубического сплайна. При этом на каждой десятой несущей передавался пилот сигнал, значение которого выбиралось методом рандомизации из всего возможного диапазона передаваемых информационных данных. В программе предусмотрена возможность моделирования воздействия помех на процесс передачи OFDM сигнала - как в их совокупности, так и отдельно каждой из них, а именно - аддитивного гауссовского шума, многолучевости и нестабильности частоты дискретизации приемнопередающего тракта.

Канал с аддитивным гауссовским шумом.

Рисунок 21 - Зависимости вероятности ошибки приема до коррекции (Р) и после коррекции (Pkorr,) (а) и отношения средней энергии символа к средней энергии ошибки (MER, дБ) (б) от ОСШ (дБ). Помеха - гауссовский шум

При наличии в канале аддитивного гауссовского шума зависимость вероятности ошибок на выходе канального демодулятора от отношения сигнал/шум (ОСШ) в канале связи как при наличии, так и в отсутствие коррекции принятых модуляционных символов являются случайным процессом.

В отдельно взятых случаях ОСШ коррекция может как увеличивать, так и уменьшать вероятность ошибки принятого символа. Из рис.21, соответствующего наихудшему случаю, видно, что такая коррекция не обеспечивает хорошего результата. То же самое относится к зависимости отношения средней энергии символа к средней энергии ошибки MER (modulation error rate) от ОСШ (рис. 21,6).

Значения MER в работе вычислялись по формуле

MER = 10lg (+ ) / + )),

где Ij, Qj - соответственно синфазная и квадратурная составляющие передаваемого модуляционного символа j, a ДI_j, ДQj - разности между переданными и принятыми значениями квадратурных составляющих этого символа.

2.3 Описание модели канального кодера с использованием OFDM

Данная модель дает возможность оценить качество работы OFDM модулятора в работе (в частности) с 2К несущими.

Структурная схема модели приведена на рисунке 22.

Рисунок 22 - Структурная схема модели с режимом работы 16-QAM

Расчеты, которые выполняет данная модель:

Количество ошибок в принятом сигнале

Количество переданных бит

Визуальное наблюдение спектра сигнала после ОБПФ

Наблюдение созвездия после БПФ на приемной стороне

Изменение передаваемого изображения при влиянии дополнительных помех и белого шума.

Параметры, которые можно менять в схеме для анализа приема:

Скорость сверточного кодера 1/2, Ул.

Режим QAM 16.

Отношение сигнал/шум.

2.4 Моделирование передатчика TBS DVB-T

В данной модели рассматриваем передачу изображения (RGB матриц изображения, которые после обработки используются для формирования восстановленного изображения). Возможна передача и видео изображения, но при этом возникают трудности из-за скорости обсчета алгоритмов для работы модели. Поэтому потребуется буфер, в котором будут храниться подготавливаемые данные.

Сейчас рассмотрим работу схемы по блокам.

Блок Startbit - загружает из рабочего пространства системы matlab переменную startbit. Переменная startbit содержит матрицу размерностью [1 х N], т.е. состоящую из одного столбца и N строк. Данная матрица получается путем сортировки трех матриц цветовых составляющих изображения, загруженных из файла. Сначала три матрицы приводятся к строчному виду, потом в последовательности R матрица, G матрица, В матрица они объединяются в общую матрицу. И конечном итоге размерность матрицы startbit - это суммарная размерность трех матриц. Допустим размер изображения [258 х 150], значит размер одной матрицы 38700 строк, а трех матриц - 116100 строк.

Далее матрица Startbit поступает в блок, который осуществляет внешнее помехоустойчивое кодирование, с помощью укороченного кода Рида-Соломона РС( 188,204,8), к пакету Рида-Соломона добавляется 18 дополнительных проверочных байтов, что позволяет исправлять ошибки в 8 проверочных байтах

Блок Convolutional Interleaver осуществляет перемежение данных; он имеет параметры для формирования двенадцати линий (в том числе 11 линий задержек с основой 17 х (М-1) байтами, где М - номер линии, если отсчет вести от 1).

Блок Rate ³/4 Punctured Convolutional Code формирует кодовую скорость потока системы. Первая составляющая блока Convolutional Encoder - обеспечивает скорость потока Ѕ ; функция определяющая ее работу- poly2trellis (7, [171 133]). Она формирует сверточное кодирование (см. рис. 23)

Рисунок 23 - Схема сверточного кодирования

В верхнем сумматоре производится суммирование с использованием генераторного полинома G₁ = 171₈, что соответствует числу 1111001 в двоичной системе счисления. В этом коде символ 0 означает отсутствие связи ячейки памяти сдвигового регистра с сумматором. Во втором сумматоре используется полином G₂ = 133₈.

Для создания скорости кодирования ³/₄ используется блок Puncture.

Он выкалывает биты, которые задаются вектором из 6 значений 0 или 1; вектор должен быть обязательно кратным 6. Значения вектора соответствуют: X1,Y1,X2,Y2,X3,Y3, соответственно имеем вектор [1 10 1 10], после которого на выходе будет последовательность XI, Y1,Y2,X3. Значения вектора, которые должны быть на выходе блока для получения определенной скорости, представлены таблицы 5.

Таблица 5.

Рисунок 24 -а) Схема внутреннего перемежения бит и символов. Для 16 - QAM. Нормирующий множитель- v10. б) Схема внутреннего перемежения бит и символов. Для 64 QAM. Нормирующий -v42

Блок DVB-T Inner Interleaver содержит в себе 2 буфера: блок, осуществляющий внутреннее перемежение, и блок перестановки символов. На рис.24 представлена схема работы блока DVB-T Inner Interleaver.

Внутреннее перемежение осуществляется в блоке General Block Interleaver по алгоритму, описанным в EN 300 744 [12], алгоритм организован программно в рабочем пространстве matlab:

%размер массива

dvb_bit_int_table = 1:756;

dvb_bit_int_table = reshape(dvb_bit_int_table, 6, 126); %формирование 6 блоков по 126 бит.

% 64-QAM Демультиплексирование без иерархии. dvb_bit_int_table = dvb_bit_int_table([ 1 4 2 5 3 6],:); % 6 првил перестановки битов в блоке

dvb_bit_int_table(l,:) = dvb_bit_int_table( 1 ,mod( [0:125] + 0,126) + 1);

dvb_bit_int_table(2,:) = dvb_bit_int_table(2,mod([0:125] + 63,126) + 1);

dvb_bit_int_table(3,:) = dvb_bit_int_table(3,mod([0:125] +105,126) + 1);

dvb_bit_int_table(4,:) = dvb_bit_int_table(4,mod([0:125] + 42,126) + 1);

dvb_bit_int_table(5,:) = dvb_bit_int_table(5,mod([0:125] + 21,126) + 1);

dvb_bit_int_table(6,:) = dvb_bit_int_table(6,mod([0:125] + 84,126) + 1);

Это код для режима 64-QAM, соответственно для режима 16-QAM будет 4 бита, массив dvb_bit_int_table будет иметь размерность 126x4 = 504 и используются только первые 4 правила перестановки.

Т.к. в схеме используем выкалыватель для изменения скорости кода, соответственно размер матрицы - есть размерность входного первого буфера, его размерность не зависит от скорости кода, а зависит от количества пакетов по 126 бит.

После битового перемежения получается матрица размерностью 9072x1, т.к. формируется 6 разрядное слово из 9072 информационных данных; это соответствует размерности буфера 2.

Следующий блок осуществляет перемежение символов 6 - бит слова по алгоритму:

q = 0;

h = zeros( 1,2048);

R = zeros(l,10);

for indx = 0:2047,

if indx = 2,

R(l)=l;

end

Rsum = R(3)*2^A9+R(6)*2^A8+R(9)*2^A7+R(4)*2^A6+...

R(8)*2^A5+R( 1 )*2^A4+R(2)*2^A3+R(5)*2^A2+R(7)*2^A 1 +R( 10)*2^A0;

h(q+l) = rem(indx,2)*2^A10+Rsum;

ifh(q+l)<1512,

q = q + 1;

end

R = [R(2:10)xor(R(l),R(4))];

end

dvb_sym_int_table = h( 1:1512)+1;

dvb_sym_int_table = [dvb_sym_int_table*6-5;

dvb_sym_int_table*6-4;

dvb_sym_int_table* 6-3;

dvb_sym_int_table*6-2;

dvb_sym_int_table*6-1;

d vbsy minttable* 6];

Размерность dvb_sym_int_table - 1512 несущих. Цикл состоит из 2048 итераций и на выходе имеем 1512 несущих из-за того, что значения пересчитываются при другом indx и значение функции h(q) не может быть больше 1512.

В следующем блоке (DVB-T 64-QAM Mapper) из 6 битного слова (dvb_sym_int_table(k) к = 1:1512) формируем комплексные числа и их нормируем, по одному из видов модуляции, т.е. максимальное значение компоненты вектора созвездия может быть -10 до +10 (при иерархической передаче 64-QAM - нормирующий множитель v108). Например, dvb_sym_int_table(45) = 010111, после 64-QAM модулятора имеем (5 -j3) (см Рис. 25.)

Значения компонентов созвездия зависят от пришедшего слова, если для любого из слов установить не правильное соответствие, то при демодуляции возникают ошибки. При формировании переменной (созвездия) dvbtqam значения позиции матрицы должны следовть исходя из кода Грея т.е 000000, 100000, 010000, 110000, 001000, 101000,011000... и т.д. значение 000000 соответствует 7+7i, 100000 -> -7 + 7i, 010000 -> 7 - 7i, 110000 -> -7 -7i.

Рисунок 25 - Диаграмма возможных состояний сигнала 64-QAM

Полученные значения векторов поступают в OFDM Transmitter, в этом блоке 1512 несущих доращиваются блоком Zero Pad до 2048К; блок Zero Pad добавляет нулевые вектора, после этого они поступают в блок, где формируем пилот сигналы, в реальном передатчике имеется 45 пилот сигналов на фиксированных частотах. Пилот сигналы имеют значения 4/3 или 16/9, что соответствует более высокому энергетическому уровню в спектре и, соответственно, обеспечивают более точное их определение на приемной стороне. Они имеют только реальное, положительное значение и нужны для подстройки на принимающей стороне. С помощью пилот сигналов будем корректировать приемно-передающий тракт ТВС. Сформированные несущие поступают в ОБПФ (блок IFFT). На выходе блока получаем два цифровых потока I и Q из которых формируется сложный комплексный сигнал, модулирующий несущую передатчика. Сложный комплексный сигнал имеет спектр, который при определенном количестве несущих (1704 - информационных и пилот сигналов), остальные пустые, который располагается в промежутке 7.611 МГц.

Дальнейшие преобразования с сигналом (ЦАП, АЦП, перенос спектра на другую частоту) реализуются отдельно.

Далее к сигналу добавляем шумовую помеху - нормальный гауссовский шум - и помехи многолучевости - в виде самого сигнала, прошедшего через различные среды с заданными коэффициентами передачи, что соответствует другому сигналу, пришедшему в тот момент, что и принимаемый.

В модели не используется защитный интервал, т.к. все сигналы семейства многолучевости и шума в модели сформированы и имеются в точке приема.

3. Экспериментальный раздел

3.1 Канальный кодер-декодер с использованием OFDM

3.1.1 Моделирование в программной среде Mat Lab Simulink v.6.2

Рассмотрим влияние скорости кода на количество ошибок, под действием белого гауссова шума.

На рисунке 26 представлена зависимость BER от отношения сигнал/шум.

Из графика видно, что наиболее хорошие результаты у 4-QAM, где-то на уровне 6-7 dB прием будет осуществляться при малой вероятности ошибки.

Рисунок 26 - Зависимость BER от отношения сигнал шум скорость кода 1/2

Преобразование скорости к нормальному потоку производиться с помощью декодера Витерби.

Условия построения: передача 3*10^Л5 бит информации, уровень шума snr = EbNo + 10*logl0(k*l/2); где k=log2(M) ,EbNo - значение Белого шума в dB.

По рисунку 27 можно определить вероятность ошибки при передачи информации при определенном значении сигнал/шум, т.е допустим при вероятности ошибки 10~³ при модуляции типа 16-QAM имеем отношение сигнал/шум = 10dB, для 64-QAM 15dB.

Рисунок 27 - Зависимость BER от отношения сигнал шум скорость кода I

На рисунке 27. представлена зависимость BER от отношения сигнал, но скорость кода 1, т.е. данные как есть так и отправляются на модуляцию.

Данные для построения аналогично предыдущему, за исключением, что скорость кода не меняется. Заметно, что без введения избыточности, количество ошибок возрастает, и если с избыточностью количество ошибок при отношении сигнал/шум 10 dB был прием, то сейчас можно наблюдать вероятность ошибки на приемной стороне.

Используя, описанный в разделе 2.2.1, метод борьбы с многолучевостью будем проводить наше моделирование.

В канал на кодер Рида-Соломона поступают данные потока MPEG-2. В нашем случае поступает строчная матрица, содержащая информацию о цвете картинки, каждому полубайту присваивается комплексное число.

Пройдя через кодирующий канал, данные попадают в блок OFDM Transmitter, в этом блоке добавляем дополнительные пилот сигналы. После блока IFFT (ОБПФ) добавляем дополнительные помехи, в виде такого-же сигнала, но умноженного на комплексное число, что соответствует изменению амплитуды и фазы сигнала на принимающей стороне.

Рассматриваем минимальное отношение сигнал шум, при котором возможно принятие изображения без изменений, т.е часть ошибок приема после демодуляции M-QAM, исправляются в тракте декодирующего канала.

1) Режим 64-QAM, количество несущих, с информационными и пилот сигналами 1728, шаг пилот сигнала 8 (всего 216), линейная интерполяция корректирующего коэффициента

Рисунок 28 - Сигнальное «созвездие» (нормированное V42) 64-QAM, на приемной стороне.

На рисунке 30 можно наблюдать зашумленность изображения, и она имеет достаточно неприглядный вид. BER после декодированя 64-QAM (скорость кода 3/4) равен 0.04342. Отношение сигнал/шум = 16 dB. BER (после канального декодирования) = 0.04315, это значит что канал не справляется с количеством ошибок которые поступили к нему после демодуляции. При дальнейшем уменьшении значения сигнал шум качество картинки уменьшается значительно, а при значении сигнал/шум = 30 dB практически не изменяется, откуда следует вывод, что линейная интерполяция корректирующего коэффициента мало эффективна, при приеме добавочных сигналов. Рассмотрим вариант с интерполяцией корректирующего коэффициента методом кубических сплайнов.

Рисунок 29 - Спектр сигнала после воздействия дополнительных каналов и белого шума.

Рисунок 30 - Слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.

Зададимся параметрами, такими как с линейной интерполяцией.

Рисунок 31 - а) Сигнальное «созвездие» (нормированное v42) 64 - QAM, на приемной стороне; б) Спектр сигнала после воздействия дополнительных каналов и белого шума; в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала

После применения интерполяции методом кубическим сплайнов изображения не различаются, малые ошибки демодуляции исправляются каналом декодирования.

Число ошибок демодуляции 922 из 1.206 *10^6 переданных бит информации, BER = 76.45* 10^-5, если обратиться к рисунку 32, то там видно, что теоретически при передачи 3*10^{^}5 бит информации влияние белого шума значительно, и возникают ошибки, без учета воздействия дополнительных сигналов на приемную сторону.



Рисунок 32- б) приведено изображение, полученное с помощью линейной интерполяции (справа).

Минимальное возможное отношение, если учесть что сам поток MPEG2 может частично исправлять ошибки передачи, сигнал/шум = 14 dB (Что следует из модели), при котором начинают появляться ошибки после тракта декодирования информации.

Рассмотрим влияние адаптивного алгоритма на модуляцию 16-QAM, со скоростью кода ^Ѕ и ³/₄. Скорость кода 1/₂ имеет практический интерес т.к это мая медленная скорость передачи информации которое используется в системе DVB-T. С помощью неё можно определить минимальное отношение сигнал/шум, но скорость передачи оставляет желать лучшего.

Исходные данные. К сигналу добавлены паразитные сигналы, как для режима 64-QAM. Отношение сигнал/шум 14 dB. Взято из предварительных расчетов (рис.28). Если увеличить отношение сигнал/шум заметных улучшений изображения заметно не будет, сказывается влияние на исходный сигнал воздействие паразитных сигналов. Соответственно, из-за неточного обсчета корректирующего коэффициента возникают ошибки при демодуляции сигнала, значение BER после демодуляции и декодирования порядка 0.3-0.4.

Применим алгоритм с интерполяцией методом кубических сплайнов. С теми же параметрами



Картинка (см. рис 33, б) совпадает с исходной, хотя имеются ошибки после демодуляции сигнала, канал декодирования справляется с этими ошибками. BER (после демодуляции) = 11.05*10^А-4. Количество ошибок = 1201.

Дальнейший эксперимент показал, что при отношении сигнал/шум 8.6 dB, ошибки демодуляции начинают влиять на канал декодирования, но изображение теряет несколько пикселей. BER (после демодуляции) = 55.89* 10^Л-4, количество ошибок = 6075. BER (после канала декодирования) = 27.35* 10^Л-4, количество ошибок = 269.

Теперь определим минимальное отношение сигнал шум при скорости кодирования в канале 1/2, увеличивается время передачи информации, зато имеем самый устойчивый к помехам сигнал в данном виде модуляции (16- QAM).



Рисунок 34 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала. Об-QAM скорость кодирования 1/2).

Изображения получены при условиях: отношение сигнал/шум = 7 dB, скорость кодирования в канале ¹/₂(рис. 34. в)

Если на сигнал будет действовать отраженный сигнал, который пришел в точной противофазе, то при отношении 7 dB изображение пропадает, нормализуется только при сигнал/шум = 12-13 dB.

Рассмотрим режим 8К. При таких же добавках паразитного сигнала и предложенном методе коррекции.



Рисунок 35 - в) слева исходная картинка, справа полученная после приема сигнала.(64-(ЗАМ скорость кодирования 3Л, 8К несущих).

После приема изображения (рис 35. в) , канал декодирования совершил 62 ошибки и на принятом изображении можно наблюдать несколько вылетевших пикселей изображения, при использовании транспортного потока MPEG2 данный недостаток был бы устранен.



Рисунок 36 - Ual - ошибки амплитудных значений в сигнале с коррекцией Ua2 - ошибки амплитудных значений в сигнале без коррекции, для режима 64-QAM, 2К несущих, скорость кода ³Л, отношение сигнал шум 16 dB.

Значения MER посчитаны по формуле:

MER = 10log₁₀ [ + )/ [ + )]

Где - реальная часть исходного сигнала, - мнимая.

- разность между реальными частями исходного и принятого сигала.

- разность между мнимыми частями исходного и принятого сигала.

Результаты оптимального приема с коррекцией сведены в таблицу 6:

Таблица 6.

QAM	Mode	CR	ДЯ/71	BER1 *10Л-4	ДВ/72	BER2 *10л-4	MER1	MER2	SNR, дБ
64	2К	Ул	0	0	922	7.6	3.9	19.104	16
64	2К	у2	0	0	363	3.9	3.57	15.345	12-15
16	2К	Уг	0	0	975	9.1	3.4	13.8	6-10
16	2К	Ул	0	0	1201	11.1	3.26	13.305	10
64	8К	Ул	62	0.58	5173	47.8	3.72	17.194	20
16	8К	Ул	0	0	1863	15.6	2.95	12.245	15

ДBit1, ДBit2 - Количество ошибочных бит.

ДBit1 - после тракта декодирования.

ДBit2 - после демодуляции сигнала.

Mode - режим модуляции (2К или 8К)

BER1 - Bit error rating (или вероятность появления ошибки), после тракта декодирования.

BER2 - Bit error rating, после демодуляции сигнала. SNR - Отношение сигнал/шум.

CR - Скорость внутреннего кода.

Данный метод позволяет бороться с многолучевостью и позволяет уменьшить количество ошибок после передачи сигналов по эфиру.

Основным достоинством данного метода является применение его в мобильных приемниках, когда картина многолучевости постоянно меняется, а на приеме изображения это не сказывается.

На рисунках ниже представлены созвездия без нормировочного коэффициента для 16 и 64 QAM. Данные созвездия получены из условия, что на принятый сигнал влияет только белый шум, отношение сигнал/шум = 15 dB. Под этим рисунком можно увидеть разброс принятых значений.



3.1.2 Результаты испытания

Рисунок 39

4. Экономическая оценка проектируемого устройства

4.1 Расчет затрат на разработку и моделирование работы программного комплекса

Целью экономической оценки настоящего дипломного проекта является определение затрат на изготовление проектируемого устройства стандарта DVB -T.

Рассчитаем затраты на разработку и моделирование алгоритма работы декодера.Затраты на создание программного продукта складываются из расходов по оплате труда разработчика алгоритма и программы, имитирующей работу алгоритма, и расходов по оплате освещения, отопления, коммунальных услуг и т.д. (общие затраты).

_cpp = (5.1)

Z_cpp - затраты на создание программного продукта, руб.;

- затраты на оплату труда разработчикам программы, руб.;

Z_ob - общие затраты, руб.

1. Расходы на оплату труда разработчика

Расходы на оплату труда разработчика алгоритмов и программы моделирования их работы для оценивания параметров сигналов определяются путем умножения трудоемкости создания самих алгоритмов по выбранным критериям оптимальности и программы моделирования на среднюю часовую оплату разработчика (с учетом страховых взносов).

= t • (5.1.1)

Трудоемкость разработки можно определить следующим образом:

t=t₀+t_a+t_b+t_p+t_d+t_ot (5.1.2)

t₀- затраты труда на подготовку описания задачи, чел-час;

t_a - затраты труда на разработку алгоритма решения задачи, чел-час;

t_b - затраты труда на разработку блок-схемы алгоритма решения задачи, чел-час;

t_p - затраты труда на составление кода программы по блок-схеме, чел-час;

t_d - затраты труда на подготовку документации задачи, чел-час;

t_0t - затраты труда на отладку на ПК при комплексной отладке задачи, чел-час.

Составляющие затрат, в свою очередь, можно вычислить через условное число операторов Q. В рассматриваемом случае число операторов в отлаженной программе Q = 1500.

2. Расчет затрат труда на подготовку описания

Оценить затраты труда на подготовку описания задачи не возможно, т.к. это связанно с творческим характером работы, вместо этого оценим затраты труда на описания задачи с учетом уточнения описания и квалификации разработчика, которые определяются по формуле:

₀ = Q • B / (75…85•K) (5.2.1)

где В - коэффициент увеличения затрат труда вследствие недостаточного описания задачи, уточнений и некоторой недороботки В = 1,2…5;

K - коэффициент квалификации разработчика, для работающих до 2-х лет K = 0,8.

Таким образом, получим:

t₀ = 1500 • 3 / (80 • 0,8) = 70,31 (чел-час).

3. Расчет затрат труда на разработку алгоритма

Затраты труда на разработку алгоритмов решения задачи:

ta = Q ? (60….75 • K) (5.3.1)

ta=1500 ? (70 • 0,8) = 26,79 (чел-час).

4. Расчет затрат на разработку блок - схемы

Расчет затрат на разработку блок - схемы алгоритма решения задачи вычислим следующим образом:

t _b= Q ? (60….75 • K) (5.4.1)

t _b= 1500 ? (70 • 0,8) = 26,79 (чел-час).

5. Расчет затрат труда на составление программы

Затраты труда на составление программы по годовой блок - схеме вычислим по формуле:

t _p = Q ? (60….75 • K) (5.5.1)

t _p = 1500 ? (70 • 0,8) = 26,79 (чел-час).

6. Расчет затрат на отладку программы

Затраты на отладку программы на ПК при комплексной отладки задачи:

= 1,5• (5.6.1)

- затраты на отладку программы на ПК при автономной отладке одной задачи.

(5.6.2)

= = 41,67 (чел/час)

Отсюда

= 1,5• 41,67 = 62,5 (чел/час)

7. Расчет затрат труда на подготовку документации

Затраты труда на подготовку документации по задаче определяются по формуле:

= (5.7.1)

где - затраты труда на подготовку материалов в рукописи;

- затраты на редактирование, печать и оформление документации.

= (5.7.2)

= = 10,42 (чел/час)

= 0,75 • (5.7.3)

= 0,75 • 10,42 = 7,82 (чел/час)

Отсюда

= + (5.7.4)

= 10,42 + 7,82 = 18,24 (чел/час)

Итак, можно рассчитать общую трудоемкость разработки программного продукта:

t = t₀ + t_a +t_b+ t_p + t_0t + t_d (5.7.5)

t = 70,31 + 26,79 + 26,79 + 26,79 + 62,5 + 18,24 = 231,42(чел/час).

8. Расчет средней зарплаты разработчика

Средняя зарплата разработчика в современных рыночных условиях может варьироваться в широких пределах. Для расчета возьмем среднюю часовую оплату труда, которая составляет Т_сh = 181 руб/час, что составляет 30000 руб/мес. при восьмичасовом рабочем дне и пятидневной рабочей неделе. Затраты на оплату труда разработчика складываются из зарплаты разработчика и страховых взносов. Страховые взносы составляют 30%.

= t • • 1,3 (5.8.1)

= 230,42 • 181 • 1,3 = 54217,826 (руб.)

9. Расчет фактического времени отладки

Фактическое время отладки вычислим по формуле:

= (5.9.1)

= 26,79 + 7,82 + 62,5 = 98,1 (час)

где- полные затраты на эксплуатацию ПК в течение года;

- действительный годовой фонд времени работы ПК, час/год.

10. Расчет годового фонда времени работы ПК

общее количество дней в году - 365;

число праздничных и выходных дней - 120;

время простоя в профилактических работах определяется как еженедельная профилактика по 4 часа.

Итого годовой фонд рабочего времени ПК составляет:

= 8 * (365 -120) - 52 * 4 = 1752 (час).

11. Расчет полных затрат на эксплуатацию ПК

Полные затраты на эксплуатацию ПК можно определить по формуле:

(5.11.1)

где - годовые издержки на заработную плату обслуживающего персонала, руб/год;

- годовые издержки на амортизацию, руб/год;

- годовые издержки на электроэнергию, потребляемую ПК, руб/год;

- годовые издержки на вспомогательные материалы, руб/год;

- затраты на текущий ремонт компьютера, руб/год;

- годовые издержки на прочие и накладные расходы, руб/год.

Сумма годовых амортизационных отчислений определяется по формуле:

(5.11.2)

где- балансовая стоимость компьютера, руб/шт.;

- норма амортизации, %.

Норма амортизации равна 12,5%, но если учесть, что компьютерные технологии развиваются быстрым темпом, то можно использовать ускоренную амортизацию 25%(статья 258 НК РФ). Балансовая стоимость ПК включает в себя отпускную цену, расходы на транспортировку, монтаж оборудования и его наладку:

 (5.11.3)

где - рыночная стоимость ПК, руб/шт.;

- затраты на доставку и установку компьютера, руб/шт.

Цена компьютера в среднем состовляет примерно 46415,60руб,^* затраты на установку и наладку составят примерно 5 % от его стоимости, т.е.

(5.11.4)

= 0,05 • 46415,60 =2320,6 (руб.)

Отсюда

(5.11.5)

= 46415,6 + 2320,6 = 48736,2 (руб./шт)

(5.11.6)

= 48736,2 • 0,25 = 12184,05 (руб/шт)

12. Расчет затрат на электроэнергию

Стоимость электроэнергии, потребляемой за год, определяется по формуле:

(5.12.1)

Где Р_еt- суммарная потребляемая мощность ПК;

C_el - стоимость 1 КВт-ч электроэнергии;

А - коэффициент интенсивного использования мощности машины. Потребляемая мощность ПК Р_е1 =0,5 кВт, стоимость 1 кВт•ч

электроэнергии для предприятий С_е1 =2,81 руб.,

интенсивность использования машины А = 0.98.

Тогда расчетное значение затрат на электроэнергию:

= 0,5 • 1752 • 2,81 • 0,98 = 2412, 32 (руб.)

13. Расчет затрат на текущий ремонт

Затраты на текущий и профилактический ремонт принимаются равными 5% от стоимости ПК:

(5.13.1)

= 0,05 • 48736,2 = 2436,81 (руб.)

14. Расчет издержек на заработную плату обслуживающего персонала

Издержки на заработную плату обслуживающего персонала складываются из основной заработной платы, дополнительной и отчислений на заработную плату:

(5.14.1)

Сумма основной заработной платы определяется исходя из общей численности, работающих в штате:

= 12 • (5.14.2)

где - тарифная ставка i-ro работника в месяц, руб.

В штат обслуживающего персонала должны входить инженер-электронщик с месячным окладом 20000 руб. и электрослесарь с окладом 15000 руб (размер заработной платы взят по данным ООО "Приобские Электросети").

Тогда, учитывая, что данный персонал обслуживает 15 машин, имеем издержки на основную заработную плату обслуживающего персонала:

= 12 •

= 12 • = 28000 (руб.)

Сумма дополнительной заработной платы составляет около 15 % от основной заработной платы:

= 0,15 • (5.14.3)

= 0,15 • 28000 = 4200 (руб.)

Сумма страховых взносов составляет 30 % от суммы дополнительной и основной заработных плат:

= 0,3 • (5.14.4)

= 0,3 • = 9660 (руб.)

Тогда годовые издержки на заработную плату обслуживающего персонала составят:

9660 + 4200 + 28000 = 41860 (руб.)

Полные затраты на эксплуатацию ПК в течение года составят:

(5.14.5)

 41860+12184,05+2412,32+2436,81+2320,6 + 9660 = 70873,78 (руб)

15. Расчет общих расходов

Общие расходы - это расходы на освещение, отопление, коммунальные услуги и т. п. они принимаются равными одной трети основной зарплаты разработчика, т. е.

= (5.15.5)

= 18072,6 (руб.)

Тогда затраты на разработку алгоритмов и создание программного продукта для моделирования составят:

Z_cpp = 54217,826 + 18072,6 = 72290,4 (руб.)

В результате расчета затраты на создание данного программного продукта составили 72290,4 руб. Для снижения затрат можно предложить следующие решения:

Как видно, три четверти расходов составляют затраты на оплату труда программиста. Снизить эти затраты можно путем повышения эффективности труда программиста, повышения удобства рабочего места и прочих факторов. Также при более бережном и аккуратном отношении к компьютерной технике возможно снизить затраты на ремонт, а также уменьшить привлечение дополнительного персонала на обслуживание компьютеров.

Заключение

В результате выполненных работ в дипломной работе создана модель канала передачи данных ТВ изображений на основе OFDM модулятора цифрового наземного телевидения. Выполнен выбор и обоснование составных частей модулятора.

Модулятор, реализованный на основе алгоритма ОБПФ, формирует цифровую версию модулированного многочастотного сигнала, которая затем с помощью ЦАП превращается в аналоговый ТВ сигнал. Используем модуляцию OFDM с 8к или 2к несущими с длительностью символа (7s) 896 и 224 мкс соответственно. Эффективное число несущих 6817 для 8к и 1705 для 2к.

В программной среде MatLab-Simulink предложен алгоритм адаптивного приема с коррекцией данных, с использованием кубического сплайна. Для визуального восприятия работы системы, выбрано изображение в формате JPG.

Выполнена экономическая оценка проектируемого устройства и затраты на изготовления опытного образца.

Описана безопасность жизнедеятельности, организация безопасного рабочего места инженера технического контроля аппаратной радиопередающего центра системы ТВ.

Размещено на Allbest.ru

...