Простейшие усилительные каскады на биполярных транзисторах

Размещено на http://www.allbest.ru/

Простейшие усилительные каскады на биполярных транзисторах

1. Схемотехника усилительных каскадов на биполярных транзисторах

Прежде чем приступить к рассмотрению конкретных схем транзисторных усилительных каскадов, будет полезно разобраться в некоторых особенностях схемотехнического построения усилителей различного назначения. Выше, во второй главе настоящей книги, мы уже давали достаточно подробную классификацию электронных усилителей, но здесь мы поговорим о том, почему при проектировании устройств разных классов удобными оказываются разные схемные решения. Транзисторные усилительные схемы могут использоваться в широчайшем диапазоне частот и уровней мощности электрических сигналов. Практически это весь освоенный радиочастотный диапазон: 0...50 ГГц. Ясно, что строение схемы во многом определяется тем, для какого диапазона частот она предназначена, но не менее важным оказывается и то, где и для чего предполагается использовать данную схему, каких характеристик мы хотим от нее добиться и какую цену готовы за это заплатить. Здесь уместно вспомнить уже упомянутую классификацию усилителей. В действительности можно написать очень толстую книгу по проблеме проектирования и схемотехнической реализации практически для каждого конкретного класса устройств. Но с другой стороны, очевидно, что раз мы рассматриваем только транзисторные усилители, то и физические принципы работы всех этих схем будут идентичны. В большинстве случаев в настоящей книге мы говорим именно об этих принципах, не касаясь конкретной схемотехнической реализации устройства, поскольку данная реализация в большой степени зависит от множества факторов, которые мы и не упоминаем. Тем не менее, оказывается, не так уж сложно "перебросить мост" через кажущуюся пропасть между теорией и практикой. Дело в том, что в большинстве случаев в практической радиоэлектронике приходится иметь дело либо с разработкой достаточно простых схем, либо с доработкой (ремонтом, анализом) уже кем-то разработанных решений. Нет сомнений, что самой первой проблемой, с которой сталкивается подавляющее большинство читателей данной книги, является элементарное непонимание того, как работает та или иная схема, каких от нее можно добиться показателей и на какие неожиданности она способна.

Вернемся, однако, к вопросу схемотехнической реализации транзисторных усилительных каскадов различного назначения. В первую очередь обсудим то, как будут видоизменяться решения некоторых конкретных цепей при постепенном переходе от низких частот к более высоким.

Усилители низкой частоты

Усилители, предназначенные для усиления сигналов нулевой частоты -- это т.н. усилители постоянного тока. Однако очевидно, что в реальности от конкретных устройств нам требуется работоспособность не только на нулевой частоте, но и в некотором, пусть незначительном, диапазоне частот, вплотную примыкающем к нулевой. Т.е. в общем случае можно говорить об усилителях низкой частоты, делая некоторый акцент на особенностях, присущих именно усилителям постоянного тока.

Характерной чертой низкочастотных электрических сигналов по сравнению с высокочастотными является некоторая трудоемкость воздействия на них с помощью пассивных компонентов электрических схем, таких как: емкости и индуктивности. Вызвано это в первую очередь тем, что для достижения требуемых воздействий на низких частотах мы должны применять большие емкости и большие индуктивности. Но с другой стороны, низкие частоты обладают и хорошими качествами -- они не проникают, как высокочастотные сигналы, во все возможные точки схем, наводя там помехи, а для работы с низкочастотными сигналами не нужны дорогие и легко выходящие из строя радиокомпоненты.

Основной задачей низкочастотных усилителей обычно является усиление сигналов звуковой частоты (10...20000 Гц) в различных устройствах промышленной и бытовой радиоаппаратуры. Важнейшими характеристиками таких усилителей являются выходная мощность и уровень нелинейных искажений. Если с выходной мощностью все более или менее ясно - от нее зависит громкость звука, который мы слушаем - то о нелинейных искажениях скажем особо. Дело в том, что когда мы имеем дело с высокочастотными сигналами, то в подавляющем большинстве случаев - это модулированные сигналы, в которых качество передаваемого сообщения в некотором смысле защищено с помощью того или иного метода модуляции. Т.е. незначительные искажения высокочастотного сигнала могут и не отразиться на модулирующем низкочастотном сигнале. Совсем по другому приходится относиться к искажениям в низкочастотных усилителях. Ведь здесь все вносимые в сигнал изменения будут в точности воспроизводиться на выходе.

Учитывая вышеизложенное, в низкочастотных усилителях, как правило, гораздо большее значение имеют вопросы оптимального выбора и обеспечения стабильности рабочей точки, а поскольку и протекающие в таких усилителях мощности также гораздо выше типичных для высокочастотных схем уровней, то и проблемы эффективности (коэффициента полезного действия), температурного режима и защиты элементов от повышенных токов и напряжений здесь встают гораздо чаще.

Обычным схемотехническим решением для любых высокочастотных схем является включение в цепи прохождения сигналов конденсаторов, которые имеют низкое сопротивление на частоте сигнала и высокое на низких частотах. Это позволяет отделить полезный высокочастотный переменный сигнал от постоянной составляющей, которая не проходит через конденсатор. С другой стороны, применение индуктивностей, которые, наоборот, имеют маленькое сопротивление на низких частотах и большое сопротивление на высоких частотах, позволяет выделять только постоянную составляющую, не оказывая при этом влияния на полезный высокочастотный сигнал.

Таким образом, в высокочастотных усилителях мы можем проектировать цепи смещения и цепи протекания полезного сигнала совершенно отдельно друг от друга. В низкочастотных каскадах (а тем более в усилителях постоянного тока) мы лишены этого удовольствия. Здесь любой конденсатор и любая индуктивность (если только они не сравнимы по размерам с консервной банкой) неизбежно окажут некоторое влияние на полезный сигнал. Иногда таким влиянием можно пренебречь. Но если мы хотим добиться достаточно качественного звучания, то приходится постоянно помнить о наличии данной проблемы. Цепи смещения и цепи протекания полезного сигнала в низкочастотных усилительных каскадах оказываются в значительной степени совмещенными (а в усилителях постоянного тока они полностью совмещены), т.е. мы должны проектировать их так, чтобы вносимые ими в полезный сигнал искажения были минимальными. Но совершенно избавиться от этих искажений мы не в состоянии. Поэтому в низкочастотные усилительные каскады очень часто включаются специальные корректирующие цепи, которые не оказывают влияния на режимы работы транзисторов по постоянному току, но исправляют некоторые важнейшие параметры, отражающие работу на переменном сигнале (к таким параметрам в первую очередь относятся: частотная и фазовая характеристики каскада, входное и выходное сопротивление, динамический диапазон и т.п.). Здесь мы не имеем в виду, что в высокочастотных усилителях не бывает цепей частотной коррекции и т.п., но вот способы включения таких цепей, а главное, их назначение оказываются, как правило, различными для высокочастотных и низкочастотных усилителей.

В низкочастотных усилителях цепи коррекции обычно включаются в виде разнообразных внутри- или междукаскадных обратных связей. При этом могут использоваться как уже имеющиеся в каскаде цепи обратной связи, образованные элементами смещения, так и новые цепочки, работающие только для переменной составляющей входного сигнала. Возможно очень большое число разновидностей данных цепей коррекции. Второй способ -- это включение корректирующих элементов между каскадами многокаскадного усилителя. Для коррекции на низких частотах обычно применяются различные RС-цепочки. Ранее было довольно популярным использование низкочастотных трансформаторов, но этот метод по причине низкого качества и больших габаритов самих трансформаторов сегодня можно считать ушедшим в прошлое, в современных схемах предпочтение отдается пусть более сложным в схемотехническом плане, но более эффективным и надежным решениям.

Желание добиться минимального уровня искажений в низкочастотных усилителях приводит нас к еще одной проблеме. Эффективность простейших решений усилительных каскадов на биполярных транзисторах с точки зрения отношения потребляемой каскадом мощности к мощности добавляемой к усиливаемому сигналу очень низка. Это обычно терпимо для маломощных схем в каскадах предварительного и промежуточного усиления, но в выходных каскадах усиления мощности данная проблема становится основной, ограничивающей возможность достижения приемлемых показателей. Для ее решения, во-первых, используются специальные виды усилительных каскадов (например, двухтактный каскад), в которых удается поднять КПД до приемлемого уровня, а во-вторых, вводятся дополнительные элементы, предназначенные для снижения уровня нелинейных искажений, неизбежно нарастающего, когда транзистор выходит за пределы режима линейного усиления (а это приходится делать для повышения КПД схемы).

Кроме этого, в усилителях мощности (да и вообще в низкочастотных усилителях) мы часто сталкиваемся с такой проблемой. Напряжения и токи переменных сигналов, протекающие в усилительных каскадах, зачастую сравнимы с допустимыми для применяемых транзисторов предельными электрическими показателями. Также и напряжение источника питания, требуемое для таких усилителей оказывается достаточно высоким. Т.е. нам бывает трудно (а иногда и невозможно) удержать транзистор в режиме линейного усиления, когда сигналы на его электродах близки к предельно допустимым. Все это вынуждает включать в схемы усилителей специальные элементы защиты, предотвращающие выход транзисторов из строя в результате превышения разрешенных режимов, а также строго следить за температурным режимом усилителя и, если необходимо, осуществлять коррекцию рабочих точек по постоянному току.

Не следует думать, что все описанные проблемы, с которыми сталкивается разработчик при проектировании низкочастотного усилителя, не имеют значения для усилителей высокочастотных - это не так. Но обычно данные проблемы гораздо менее значимы на высоких частотах, поскольку их затеняют другие, не проявлявшиеся на низких частотах эффекты. Что касается свойств конкретных схем включения биполярного транзистора, то можно констатировать, что в низкочастотных усилителях преобладают включения с ОЭ и с ОК, а также разнообразные комбинированные схемы.

Усилители высокой частоты

Принято считать, что разработка высокочастотных усилителей - занятие гораздо более сложное, чем разработка усилителей низкочастотных. Действительно, ведь при этом приходится учитывать гораздо большее количество разнообразных электромагнитных эффектов и процессов в цепях. Но зачастую оказывается, что реальное схемотехническое воплощение такого усилителя достаточно редко отходит от некоторой шаблонной структуры. Дело здесь в том, что при проектировании высокочастотных усилителей стремятся в первую очередь не увеличивать выходную мощность при минимизации линейных и нелинейных искажений, а достичь максимальной чувствительности и высокой устойчивости каскада в широком частотном диапазоне, т.е. требования к высокочастотным усилителям обычно сильно отличаются от требований к усилителям низкочастотным.

Типичная структура высокочастотного усилителя представляет собой последовательное соединение трех звеньев: входного согласующего звена (это обычно довольно простые RС-цепочки, вносящие минимальные потери, обеспечивающие согласование с предшествующим каскадом и грубо формирующие частотную характеристику), основного усилительного звена (транзистор, включенный с ОЭ, ОБ или ОК, возможно с внутрикаскадной ООС, обеспечивающей устойчивость и широкий динамический диапазон в широком спектре частот), выходного фильтра, окончательно формирующего частотную характеристику каскада и обеспечивающего согласование на его выходе (здесь могут использоваться достаточно сложные RС-фильтры, фильтры на ПАВ, пьезокерамические, кварцевые фильтры и т.п.). Межкаскадные связи в высокочастотных усилителях обычно выполняются с помощью емкостей, связанных индуктивностей или высокочастотных широкополосных трансформаторов (здесь мы намеренно опускаем вопросы проектирования интегральных усилителей, это совершенно отдельная тема, и о ней будет сказано позднее). Рассмотрим по порядку причины, которые так жестко регламентируют описанную структуру усилительного каскада.

Различные схемы включения транзистора (ОЭ, ОБ, ОК) обладают различными входными и выходными параметрами (какими именно, мы будем анализировать позднее). Для высокочастотных усилителей вопросы согласования каскадов по входу и выходу оказываются важны (по мере роста частоты все важнее, а для усилителей диапазона СВЧ вообще обязательны). Отсутствие согласования приводит к росту искажений сигнала, его переотражению обратно на вход предшествующего каскада, за счет чего уменьшается общий коэффициент усиления схемы, а главное -- к росту неустойчивости схемы, что может привести к ее самовозбуждению. Чтобы избежать всех этих эффектов, при проектировании высокочастотных схем принимаются специальные меры по согласованию импедансов, т.е. выходной импеданс первого каскада должен быть равен (или, в крайнем случае, должен быть ниже) входному импедансу последующего каскада (заметим, что для низкочастотных усилителей, учитывая необходимость повышения КПД, мы обычно стремимся, чтобы входной импеданс усилительного каскада был гораздо выше выходного импеданса предшествующего каскада). Именно для согласования импедансов на входе высокочастотного каскада приходится включать специальные цепочки. Заметим также, что включать слишком сложные, вносящие достаточно высокие потери фильтры на входе высокочастотных усилительных каскадов (если только это не оконечные каскады) не принято. И без того довольно слабый высокочастотный сигнал может просто затеряться в шумах после прохождения таких фильтров.

Следующей отличительной чертой высокочастотных усилительных каскадов является достаточно умеренное использование в них цепей обратной связи. Дело в том, что на высоких частотах бывает довольно трудно обеспечить устойчивость схем с обратными связями. На одной частоте такая связь может действовать как отрицательная, а на другой -- как положительная. Исключение составляют некоторые специальные хорошо изученные и просчитанные виды внутри-каскадных отрицательных обратных связей (обычно имеющие реактивный характер), параметры которых остаются более или менее стабильными в широком частотном диапазоне. Эти требования несколько облегчаются для узкополосных усилителей, в которых рабочий диапазон частот достаточно узок, и, соответственно, параметры различных цепей оказываются более предсказуемыми. Часто встречаются обратные связи, обеспечивающие автоматическую регулировку коэффициента усиления высокочастотных каскадов, поскольку уровень входного высокочастотного сигнала может меняться в очень широких пределах. Однако важнейшей задачей при проектировании высокочастотных усилителей является обратная задача -- устранение всех возможных цепей обратной связи в рабочем диапазоне частот (здесь уместно вспомнить конденсатор, включаемый параллельно сопротивлению в цепи эмиттера, как показано на рис. 3.21, 3.24). По мере повышения частоты эта задача становится все более трудоемкой, поскольку высокочастотные сигналы постоянно пытаются проникнуть туда, куда не надо, пользуясь при этом паразитными емкостями монтажа, внутренними токами утечки транзисторов, электромагнитным излучением соединительных проводников, индуктивностей и других компонентов схемы. С этими явлениями борются в первую очередь оптимизацией размещения компонентов при монтаже, разнообразными экранирующими перегородками, минимизацией размеров самих элементов и применением элементов с лучшими высокочастотными свойствами. усилительный каскад биполярный транзистор

Напрашивается простой вопрос: а зачем необходимо так старательно контролировать все возможные цепи обратной связи? Дело в том, что наличие или отсутствие таких цепей оказывает определяющее воздействие на устойчивость усилителя. Существует целая теория устойчивости, позволяющая предсказывать поведение самых разнообразных схем. Основной проблемой здесь является то, что схема, вроде бы нормально работающая при тестовых испытаниях, когда на нее подается чистый полезный сигнал, может оказаться легковозбудимой вне рабочей полосы усиления, т.е. в реальном устройстве, где всегда имеются некоторые помехи и нежелательные продукты интермодуляции, действующие вне рабочей полосы, такая схема работать не сможет. Потеря устойчивости вызывает значительные нелинейные искажения сигнала, а в пределе схема может самовозбудиться, превратившись из усилителя в генератор. Не следует думать, что данная проблема отсутствует в низкочастотных усилителях. Но там она оказывается гораздо более предсказуемой и управляемой, так что не вызывает очень уж серьезных затруднений при проектировании усилителей. А вот в высокочастотных усилителях неконтролируемое самовозбуждение может проявляться даже в тщательно просчитанных и профессионально собранных схемах.

Различные проблемы в каскадах усиления высокой частоты приводят к тому, что общий коэффициент усиления таких каскадов оказывается гораздо ниже коэффициента усиления аналогичных низкочастотных схем. Дополнительную проблему создают многочисленные фильтры, которые формируют частотную характеристику усилителя, но при этом также существенно ослабляют и полезный сигнал. Таким образом, для обеспечения достаточно высокого усиления на высокой частоте приходится строить многокаскадные усилители с числом каскадов, существенно превышающим то, что мы привыкли видеть в низкочастотных схемах.

В общем случае нет какой-либо универсальной методики построения схем высокочастотных усилителей, а приведенная выше структура -- это лишь некий среднестатистический вариант, который может существенно изменяться в случае необходимости. Имеет смысл выделить два широких класса усилителей: широкополосные (к ним относятся и апериодические) и узкополосные (к ним относятся и резонансные) усилители.

Узкополосные усилители. Структурная схема узкополосного высокочастотного усилителя включает все стандартные звенья, описанные выше. Но кроме этого в состав узкополосного усилителя могут входить дополнительные пассивные цепи, предназначенные для формирования требуемой полосы пропускания и обеспечения устойчивости усилителя за пределами рабочей полосы частот (стабилизирующие цепи).

Проблема формирования полосы пропускания является очень важной при разработке узкополосных усилителей, поскольку высокочастотные транзисторы активны в широкой полосе частот. Сформировать требуемую полосу пропускания можно, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), включенного на входе или выходе транзистора. ФСС на входе ослабляет действие помех, предотвращает нелинейные искажения, обусловленные их взаимодействием с сигналом (интермодуляционные искажения), и тем самым повышает помехоустойчивость усилителя. Однако фильтр, включенный на входе, вносит в усилитель дополнительные потери и увеличивает его коэффициент шума. Потери фильтра на центральной частоте полосы пропускания тем больше, чем полоса уже. К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру, включенному на выходе транзистора. Другой возможный способ формирования полосы пропускания -- с помощью резонансных звеньев, включаемых последовательно с транзистором или в цепи обратной связи. Резонансные усилители имеют узкую полосу пропускания и высокий коэффициент усиления. Их основной отрицательной чертой является меньшая по сравнению с широкополосными каскадами устойчивость. За пределами рабочей полосы частот в области потенциальной неустойчивости усилитель может возбудиться помехами и продуктами интермодуляции. Для предотвращения этого в схемы узкополосных усилителей вводят стабилизирующие цепи с потерями, которые не оказывают влияния на работу каскада в рабочей полосе частот, но шунтируют цепи протекания сигнала в областях потенциальной неустойчивости.

Отметим, что такие функции, как согласование импедансов, формирование полосы пропускания и обеспечение устойчивости усилителя, не обязательно должны выполняться различными пассивными цепями - одна цепь может использоваться для выполнения сразу нескольких функций.

Широкополосные усилители. При проектировании широкополосных усилителей следует учитывать то обстоятельство, что коэффициент усиления при любом включении транзистора уменьшается с ростом частоты, поэтому расчет таких усилителей и согласование нагрузок обычно производят не на центральной, а на верхней частоте рабочего диапазона (в качестве согласующих цепей в таких усилителях часто используют широкополосные трансформаторы). Избыточное усиление, проявляющееся на нижних частотах диапазона, устраняют так называемыми выравнивающими цепями. Последние могут быть выполнены в виде реактивных или диссипативных цепей (простейший пример выравнивающей цепи -- обыкновенный конденсатор, включенный последовательно в цепь протекания сигнала; на верхней частоте рабочего диапазона его сопротивление оказывается ниже сопротивления на нижней частоте, т.е. низкочастотные сигналы при протекании через такую цепь будут подавляться в большей мере, чем сигналы высокочастотные).

В усилителях с реактивными выравнивающими цепями корректировка коэффициента усиления в полосе пропускания осуществляется за счет рассогласования (увеличения коэффициента отражения) на входе усилителя с понижением частоты. Однако при сильном рассогласовании усилители могут самовозбуждаться. В этом случае предпочтительным оказывается использование диссипативных цепей.

При использовании диссипативных выравнивающих цепей избыточное усиление компенсируется в поглощающих элементах цепей, затухание которых возрастает с уменьшением частоты (вспомним пример с конденсатором, хотя сам по себе одиночный конденсатор и нельзя считать диссипативной цепью, но принцип очень похож). Коэффициенты отражения от входа и выхода при этом получаются малыми. Диссипативные выравнивающие цепи одновременно могут использоваться и в качестве стабилизирующих, т.е. для подавления усиления за пределами полосы пропускания, хота эти функции могут выполняться и разными цепями.

Что касается схем включения биполярных транзисторов в высокочастотных усилителях, то и они также во многом зависят от назначения усилителя.

В малошумящих усилителях входных трактов высокочувствительной аппаратуры предпочтение отдается схемам с ОЭ и с ОБ. Схемы с ОЭ безусловно устойчивы в широкой полосе частот и имеют очень большой динамический диапазон, что делает их практически незаменимыми в многокаскадных схемах усиления промежуточной частоты. Схемы с ОБ в большей части частотного дипазона, как правило, потенциально неустойчивы. Для преодоления этого недостатка такие схемы должны охватываться достаточно глубокое внутрикаскадной ООС. Но, с другой стороны, усилители на транзисторах во включении с ОБ обладают лучшими шумовыми свойствами (что предопределяет их более высокую чувствительность), в них может быть получено значительна большее усиление, чем в схемах с ОЭ, причем коэффициент усиления в каскадах с ОБ довольно слабо зависит от частоты. Увеличение усиления связано с сужением полосы пропускания и уменьшением запаса устойчивости усилителя. Кроме того, большие коэффициенты усиления могут быть реализованы лишь при больших сопротивлениях нагрузки, а это затрудняет создание согласующих цепей. Каскад с ОК может применяться в усилителях мощности, его свойства на высоких частотах во многом похожи на свойства каскада с ОЭ, однако из-за присутствия глубокой ООС на практике каскады с ОК оказываются несколько более высокочастотными, чем аналогичные каскады с ОЭ.

Усилители в интегральном исполнении

До сих пор мы говорили только об усилителях, строящихся из обычных дискретных компонентов. Но в радиотехнике все большее значение приобретают интегральные усилители, применяющиеся как на низких, так и на высоких частотах. Вообще, проблема проектирования интегральных микросхем, хотя и крайне важна, но в настоящей книге описывается лишь вскользь. Однако читатель должен понимать, что многие из представляемых решений на биполярных транзисторах находят применение в первую очередь внутри интегральных микросхем, выполняемых либо как приборы многофункциональные, либо ориентированные только на выполнение одной функции усиления сигналов (операционные усилители).

Схемотехника интегральных усилителей обладает рядом особенностей, которые мы практически не затрагивали при предыдущем описании низкочастотных и высокочастотных усилителей. Все эти особенности продиктованы в первую очередь теми ограничениями, которые присущи технологии производства самих интегральных микросхем.

Во-первых, внутри микросхем крайне затруднена реанизация емкостей и индуктивностей. Это приводит к тому, что единственным способом связи между каскадами в многокаскадных усилителях оказывается непосредственная связь, т.е. интегральные усилители неизбежно являются усилителями достоянного тока. Для формирования частотной характеристики такого усилителя применяются внешние по отношению к микросхеме корректирующие цепи на дискретных элементах. Данное ограничение приводит к существенным проблемам при согласовании каскадов и вынуждает включать в состав схем множество дополнительных цепей, использования которых можно было бы избежать при применении дискретных компонентов (как правило, разработчики микросхем не слишком ограничены числом применяемых в усилителе транзисторов, так что наличие большого количества дополнительных цепей различного функционального назначения создает проблему только для тех, кто пытается разобраться в том, как работает та или иная микросхема).

Второй особенностью интегральной технологии являются трудности в реализации на одной кремниевой пластине транзисторных структур различных типов (биполярных и полевых). Таким образом, интегральные усилители могут строиться либо только на основе биполярных транзисторов, либо только на основе полевых транзисторов (конечно, технологии совершенствуются, и данное ограничение иногда можно обойти).

Третий аспект связан с режимами работы транзисторов в интегральных усилителях. Желание минимизировать токи потребления приводит к появлению совершенно особенных транзисторных структур, работающих при очень низких токах и напряжениях. Такие транзисторы в дискретном исполнении не встречаются и требуют особого изучения.

При проектировании усилителей на дискретных компонентах приходится рассчитывать температурные режимы для каждого транзистора в отдельности. В интегральных схемах это не так. Поскольку все приборы расположены на одном кристалле, то разогрев одного из них автоматически означает разогрев и всех остальных до той же температуры (конечно же, это не происходит мгновенно), т.е., как правило, нет необходимости в отслеживании температурного режима "по персоналиям". Но, с другой стороны, проблема температурной стабильности становится одной из важнейших, поскольку рабочая температура всех каскадов усилителя может колебаться в очень широком диапазоне.

2. Схема с общим эмиттером

Типовое схемное решение усилительного каскада с ОЭ и его анализ

На рис. 5.1 приведена типичная схема усилительного каскада на биполярном транзисторе п-р-п-типа, включенном с ОЭ (для транзистора р-п-р-типа все останется прежним, только полярность источника питания, а соответственно, и направления токов изменятся на противоположные). Проведем детальный анализ данной схемы для переменной составляющей входного сигнала. Будем предполагать режим малого сигнала, т.е. амплитуды переменных напряжений и токов малы, так что изменения токов и напряжений в транзисторе находятся в окрестности исходной рабочей точки по постоянному току, а связь между этими изменениями предполагается линейная (в предыдущей главе мы уже рассмотрели особенности малосигнального анализа схем с биполярными транзисторами).

Рис. 5.1. Схема усилительного каскада с ОЭ

C1,C2 -- Разделительные конденсаторы (являются элементами межкаскадных связей, предотвращают проникновение постоянной составляющей сигнала с выхода одного каскада усиления на вход другого, могут использоваться для коррекции частотных характеристик);

C3 -- блокировочный конденсатор (уменьшает сопротивление переменному току в цепи эмиттера, блокирует действие ООС по току нагрузки в рабочем диапазоне частот усилителя, может использоваться для частотной коррекции);

С4 -- фильтрующий конденсатор (предотвращает проникновение переменной составляющей сигнала в цепи питания)

В первую очередь нас будут интересовать следующие параметры каскада:

входное сопротивление,

выходное сопротивление,

коэффициент усиления по току,

коэффициент усиления по напряжнию,

коэффициент усиления по мощности,

Для начала анализа составляется эквивалентная схема каскада для переменных составляющих токов и напряжений, в которой транзистор может быть представлен формальной схемой замещения или физической эквивалентной схемой (см. главу 4). На рис. 5.2 приведена такая эквивалентная схема для нашего случая.

Здесь и далее везде предполагается, что верхняя рабочая частота примененного транзистора много выше максимально возможной частоты входного сигнала, а эквивалентные сопротивления фильтрующего, разделительных и, если он есть, блокировочного конденсаторов ничтожно малы в рабочей полосе частот, и они воспринимаются короткозамкнутыми для переменного сигнала.



Рис. 5.2. Эквивалентная схема усилительного каскада с ОЭ (рис.5.1) для переменных составляющих токов и напряжений

Направления переменных токов и напряжений, принимаемые при построении эквивалентной схемы за положительные, в принципе, могут выбираться произвольно. Но если мы хотим сохранить хоть какой-то физический смысл в этих обозначениях и упростить вычисления, то вынуждены придерживаться некоторой системы. Во-первых, отметим, что все выбираемые направления взаимосвязаны друг с другом, и, задавая положительное направление какого-либо одного параметра, мы уже не имеем особой свободы в выборе положительных направлений для остальных. Начинать удобнее всего с задания положительных направлений для переменных токов всех электродов транзистора. Их лучше всего принять совпадающими с направлениями постоянных токов на этих электродах. Положительное направление тока генератора , учитывающего усилительные свойства транзистора, должно совпадать с выбранным направлением тока коллектора. В качестве источника сигнала в рассматриваемой эквивалентной схеме выступает идеализированный источник переменного напряжения . Для этой цели можно было бы использовать и источник переменного тока. Выбор определяется удобством вычислений, и в дальнейшем мы будем использовать оба этих способа. Заметим, что направление входного источника напряжения на эквивалентной схеме задано так, чтобы направление входного тока совпало с выбранным положительным направлением тока базы. Вообще, направления всех напряжений в схеме автоматически определяются заданными направлениями токов.

А теперь снова обратимся к эквивалентной схеме, которую мы построили, руководствуясь всеми описанными выше правилами (рис. 5.2). Видно, что направление входного напряжения противоположно направлению напряжения на нагрузке . Это означает, что усилитель с ОЭ инвертирует проходящий через него переменный сигнал (т.е. изменяет его фазу на 180°). Здесь следует пояснить один момент. Сравнивая входной и выходной сигналы, мы имеем в виду их значения относительно земли схемы. Однако мы могли бы рассматривать выходной сигнал как сигнал между выходом каскада и плюсом (для схемы на рис. 5.1) источника питания. В этом случае инверсии как бы нет. Поэтому иногда говорят, что на нагрузке, подключаемой между выходом каскада и землей мы имеем инвертированный сигнал, а на нагрузке, подключаемой между выходом и плюсом питания (как резистор ) -- неинвертированный. Но читатель должен понимать, что в данном случае речь идет только об изменении точки отсчета (задании нулевого уровня) для выходного сигнала. Ведя одинаковый отсчет входного и выходного сигналов (например, относительно земли схемы), мы будем всегда иметь инверсию, что и получило отражение в построенной эквивалентной схеме.

Сопротивление отражает общее сопротивление входных цепей каскада переменному току и в нашем случае равно:

Входное сопротивление эквивалентной схемы на рис. 5.2 определяется параллельным включением цепи смещения базы и входным сопротивлением транзистора

В предположении отсутствия блокировочного конденсатора для переменного напряжения в точках схемы Б--Корпус можно записать:

Тогда:

(5.1)

Таким образом, входное сопротивление транзисторного усилительного каскада по схеме с ОЭ определяется цепью делителя и , коэффициентом передачи тока базы и сопротивлением ООС по переменному току в цепи эмиттера Если подключить конденсатор , то общий импеданс цепочки автосмещения определится по формуле:

где

а в формуле для вычисления этот импеданс займет место величины

Выходное сопротивление () эквивалентной схемы на рис. 5.2 определяется при отключенной нагрузке по переменному току и нулевом входном сигнале, т.е. (следовательно,). Для усилительного каскада с ОЭ, как правило, выполняется поэтому можно считать или в общем случае

Коэффициент усиления по току Входной ток усилительного каскада содержит две составляющие:

-- ток делителя, определяющий часть мощности входного сигнала, рассеиваемой в цепи делителя;

-- ток базы, определяющий часть мощности входного сигнала, затрачиваемой на управление коллекторным током.

И далее получаем:

где -- коэффициент передачи тока входной цепи.

Ток в нагрузке зависит от токораспределения в выходной цепи:

С учетом записывается:

где -- коэффициент передачи тока выходной цепи.

Коэффициент усиления по току эквивалентной схемы на рис. 5.2 определяется соотношением:

(5.3)

Коэффициент усиления по напряжению . Переменное напряжение на выходе каскада (на нагрузке) определяется соотношением:

где

С другой стороны, для переменного напряжения на входе усилительного каскада можно записать:

Коэффициент усиления по напряжению схемы определяется как отношение выходного напряжения к входному:

.

Для условия получаем:

(5.4)

А если дополнительно предположить, что , то:

И наконец, если учесть еще несколько часто имеющих место на практике соотношений в итоге получается простая расчетная формула:

 (5.5)

Коэффициент усиления по мощности Перемножение соотношений, полученных ранее для коэффициентов усиления по току и по напряжению , дает формулу для коэффициента усиления по мощности схемы на рис. 5.2:

(5.6)

Учет предыдущих допущений --, , и -- дает приближенную формулу для вычисления коэффициента усиления по мощности:

(5.7)

Анализ влияния ООС по току нагрузки на параметры каскада

До сих пор мы рассматривали влияние цепей обратной связи только на режим работы транзистора по постоянному току (как средства обеспечения стабильного положения исходной рабочей точки при наличии внешних дестабилизирующих факторов). Теперь, проведя подробный анализ, мы можем сделать некоторые выводы о влиянии обратной связи на усилительные и другие свойства каскада с ОЭ.

В схеме на рис. 5.1 имеет место отрицательная обратная связь по току нагрузки. Она обеспечивается включением в эмиттерную цепь транзистора сопротивления .Увеличение тока нагрузки приводит к повышению падения напряжения на этом резисторе, что, в свою очередь, вызывает уменьшение напряжения, прикладываемого к эмиттерному переходу, т.е. входного напряжения транзисторного звена.

В рабочей полосе частот для переменного входного сигнала действие данной обратной связи оказывается довольно существенным. Во-первых, из формулы (5.1) видно, что входное сопротивление транзистора увеличивается на величину, равную Учитывая, что значение коэффициента передачи тока базы , как правило, достаточно велико, то даже при относительно незначительной величине сопротивления входное сопротивление транзистора для сигнала в рабочей полосе частот увеличивается настолько, что часто перестает оказывать определяющее влияние на полное входное сопротивление усилительного каскада , которое теперь в основном зависит от сопротивления цепи делителя напряжения . Нельзя сказать, что это явление вредное. Ведь высокое входное сопротивление означает, что данный каскад будет оказывать минимальное влияние на режимы работы и параметры каскада усиления, предшествующего ему. Кроме того, увеличится чувствительность, поскольку теперь слабые сигналы будут наводить большие по амплитуде напряжения на входе каскада, выделяясь из общего шумового фона. Однако в диапазоне СВЧ, когда требуется точное согласование импедансов, рост входного сопротивления полезен далеко не всегда и может привести к потере устойчивости усилителя. Да и упомянутое выше повышение чувствительности также необязательно является положительным явлением. Ведь если в схеме уровень полезного сигнала наверняка превышает уровень помех и является оптимальным при некоторой известной чувствительности усилительного каскада, то повышение чувствительности ведет только к большему усилению сигналов помех, но не полезного сигнала.

Как видно из формул (5.2), (5.3), рассматриваемый вид обратной связи не оказывает влияния на выходное сопротивление, а также на коэффициент усиления по току в рабочей полосе частот усилительного каскада с ОЭ (на самом деле выходное сопротивление все-таки незначительно увеличивается). А вот коэффициент усиления по напряжению, определяемый соотношением (5.4), изменяется очень сильно. Действительно, стоящее в этом соотношении в знаменателе входное сопротивление , как мы уже выяснили, здорово увеличивается, что означает пропорциональное падение коэффициента усиления по напряжению. Учет ряда допущений привел нас к формуле (5.5), в которой уже явно видна зависимость от величины сопротивления в цепи эмиттера .

Если увеличение входного сопротивления мы сочли скорее полезным, чем вредным, то падение коэффициента усиления по напряжению однозначно можно считать нежелательным эффектом. Правда, он все-таки сопровождается рядом явлений, которые положительно влияют на другие параметры усилителя. А именно: увеличивается динамический диапазон, уменьшаются линейные и нелинейные искажения, расширяется полоса пропускания. На практике разработчик довольно часто встает перед дилеммой: либо повышать коэффициент усиления, либо снижать уровень искажений. Истина как всегда лежит где-то посередине, и в зависимости от условий применения и назначения усилителя приходится искать некий компромисс между двумя крайностями. И вот здесь пришло время снова вспомнить о конденсаторе показанном на рис. 5.1, 5.2 пунктиром.

Каково бы ни было значение резистора которое выбирается исходя из требований к температурной стабильности рабочей точки каскада по постоянному току, мы всегда (если только речь не идет об усилителе постоянного тока) можем скорректировать его влияние в рабочей полосе частот. Достигается это включением разнообразных -цепочек вместо одиночного сопротивления Если мы шунтируем это сопротивление конденсатором (как показано на рис. 5.1), чье эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот пренебрежимо мало, то оказывается, что действие обратной связи на частоте полезного сигнала полностью блокируется (отсюда и название -- блокировочный конденсатор), эмиттер транзистора на эквивалентной схеме оказывается заземленным и схема становится полностью отвечающей своему названию -- схема с общим эмиттером. Но, как мы уже выяснили ранее, иногда нам могут оказаться нужны те полезные эффекты, которые привносит влияние обратной связи. Чтобы снова не бросаться в крайности, мы можем разделить сопротивление на два сопротивления, включенных последовательно, а шунтирующий конденсатор подключить только к одному из них, как показано на рис. 5.3,а. Теперь по постоянному току обратная связь обеспечивается через два последовательно включенных резистора ременному току в рабочей полосе частот только через резистор , поскольку суммарное сопротивление цепочки рабочей полосе частот ничтожно мало. Варьируя соотношение сопротивлений и (но оставляя постоянной их сумму), мы можем установить необходимую нам глубину ООС в рабочей полосе частот, оставляя неизменным режим работы каскада по постоянному току. Возможен и еще один вариант, показанный на рис. 5.3,б. По своим параметрам он ничем не отличается от варианта на рис. 5.3,а, только пути протекания токов в нем другие. По постоянному току здесь задействовано только сопротивление, а по переменному -- параллельное включение сопротивлений и .

До сих пор мы подразумевали, что емкость блокировочного конденсатора выбирается из такого расчета, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочей полосе частот усилителя было ничтожно мало. Но иногда может потребоваться коррекция частотной характеристики усилителя, а делать это особенно удобно, включая корректирующие элементы в цепи обратной связи.

Рис. 5.3. Варианты включения -цепочек в эмиттерную цепь транзистора в каскаде с ОЭ

Например, если нам необходимо скорректировать частотную характеристику апериодического усилителя с целью придания ей более линейного вида, мы можем так подобрать емкость блокировочного конденсатора, чтобы его эквивалентное сопротивление в рабочем диапазоне частот было сравнимо по величине с сопротивлением резистора . Тогда по мере уменьшения частоты сигнала общее эквивалентное сопротивление в цепи обратной связи будет заметно расти, соответственно будет изменяться в сторону уменьшения теоретический коэффициент усиления по напряжению. Реальная частотная характеристика усилительного каскада перестает плавно убывать с ростом частоты, выпрямляется и становится линейной (естественно, максимальной линеаризации можно добиться только при правильном подборе емкости блокировочного конденсатора).

В звено обратной связи могут включаться и гораздо более сложные конструкции, чем были описаны выше. Очень удобно иногда оказывается использовать данную возможность формирования полосы пропускания при построении разнообразных узкополосных усилителей. Включая вместо одиночного блокировочного конденсатора последовательный резонансный контур, мы обеспечиваем большой коэффициент усиления каскада (малое эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера) на частотах вблизи резонансной частоты контура и малый коэффициент усиления (большое эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера) на всех остальных частотах. Таким образом, частотная характеристика всего усилительного каскада будет в основном определяться частотной характеристикой примененного в цепи обратной связи колебательного контура (ее ширина будет зависеть от добротности контура). На рис. 5.4 представлен пример такого усилительного каскада, являющегося выходным каскадом усилителя записи кассетного магнитофона.

Рис. 5.4. Оконечный каскад усилителя записи кассетного магнитофона

Усилительный каскад с ООС по напряжению

При описании методов стабилизации рабочей точки по постоянному току мы сталкивались с еще одним возможным способом реализации обратной связи в схеме с ОЭ. Это отрицательная обратная связь по выходному напряжению (см. схемы на рис. 3.22, 3.23).

Теперь мы можем проанализировать влияние и этого вида ООС на характеристики усилительного каскада с ОЭ для переменных токов и напряжений. Расчеты произведем для схемы, представленной на рис. 5.5.

Эквивалентная схема рассматриваемого каскада для переменных составляющих токов и напряжений дана на рис. 5.6. Единственное ее отличие от эквивалентной схемы с рис. 5.2 состоит в наличии дополнительной цепи, образованной резистором . Заметим также, что роль источника входного сигнала здесь играет эквивалентный генератор тока. Это сделано для упрощения расчетов (мы можем совершенно произвольно менять форму эквивалентного представления источника сигнала -- в виде генератора напряжения или в виде генератора тока; выходной импеданс такого источника в первом случае отражается резистором , а во втором -- проводимостью ).

Рис. 5.6. Эквивалентная схема каскада по схеме с ОЭ с цепью ООС по напряжению (рис.5.5)

Вообще говоря, полный анализ схемы на рис. 5.6 -- занятие довольно трудоемкое. Тем более, для практического применения важен не сам порядок анализа, а получаемые в результате формулы и те выводы, которые мы можем сделать на основании данных формул. Поэтому далее мы постараемся быть максимально краткими и не утомлять читателя матема-тико-физической подоплекой приводимых соотношений

Входное сопротивление (). Очевидно, что входное сопротивление схемы с цепью ООС по напряжению будет меньше, чем в схеме на рис. 5.2. Здесь оно определяется следующей формулой:

, где (5.8)

-- входное сопротивление транзистора.

Заметим, что первая скобка в выражении (5.8) представляет собой входное сопротивление каскада без цепи ООС по напряжению. Величина не изменяется и продолжает соответствовать формуле (5.1) для входного сопротивления транзистора в схеме с ОЭ по рис. 5.1.

Выходное сопротивление () схемы на рис. 5.6, с учетом допущенийопределяется соотношением:

(5.9)

которое идентично формуле (5.2) для выходного сопротивления каскада с рис. 5.1.

Коэффициент усиления по току (). Для вычисления коэффициента усиления по току необходимо выписать основные уравнения, связывающие между собой токи в различных звеньях схемы на рис. 5.6. Вот эти уравнения (здесь и далее везде будем предполагать , т.е. ):

;

;

;

;

.

Решив представленную систему уравнений относительно неизвестных токов (например, на компьютере с помощью программы Mathcad, Maple или Mathematica) и воспользовавшись соотношением

мы получим следующее выражение для коэффициента усиления по току:

. (5.10)

Судить о влиянии цепи ООС по напряжению на коэффициент усиления по формуле (5.10) довольно сложно. Поэтому на рис. 5.7 представлены графики, отражающие отношение коэффициента усиления по току при наличии цепи ООС по напряжению к коэффициенту усиления этой же схемы при разомкнутой цепи ООС.



Рис. 5.7. Зависимость коэффициента усиления по току для схемы на рис. 5.6 от глубины ООС по напряжению

Графики даны для различных условий включения резистора обратной связи в коллекторную цепь транзистора, но при постоянстве параметров этой цепи (неизменная величина суммарного сопротивления в цепи коллектора). Из этих графиков сразу становится видно, что даже при очень незначительной глубине ООС усиление каскада падает довольно заметно. Здесь следует понимать, что конкретные цифры, которые мы наблюдаем в данных графиках, присущи некоторому конкретному усилительному каскаду; в общем случае мы можем говорить только о том, что налицо тенденция экспоненциального падения коэффициента усиления по току при увеличении глубины ООС по напряжению

Коэффициент усиления по напряжению ()Выражение для коэффициента усиления по напряжению может быть найдено из соотношения:



Напомним, что и находятся при решении системы уравнений, которая была составлена для нахождении коэффициента усиления по току. В итоге всех подстановок получаем следующее выражение:

. (5.11)

Из данной формулы сразу видно, что коэффициент усиления по напряжению схемы с отрицательной обратной связью по напряжению приблизительно равен коэффициенту усиления этой же схемы при разомкнутой цепи ООС (такой результат можно было бы получить и из теории обратной связи). В действительности также падает при увеличении глубины ООС, но гораздо медленнее . На рис. 5.7 для сравнения пунктиром показана кривая относительного изменения для случая

Коэффициент усиления по мощности () находится перемножением соотношений (5.10) и (5.11).

Итак, теперь мы имеем достаточно подробное представление о том, как влияет на характеристики каскада с ОЭ цепь ООС по напряжению. Опираясь на это знание, можно сделать ряд важных выводов относительно целесообразности использования данного вида обратной связи в усилителях.

Во-первых, напомним читателю, что в схеме на рис. 5.5 степень влияния ООС по напряжению на стабильность рабочей точки транзистора по постоянному току несколько ниже, чем в случае ООС по току нагрузки, т.е. для температурной стабилизации лучше подходит именно ООС по току. Далее сравним воздействия разных видов ООС на передаточные и иные характеристики каскада в рабочей полосе частот. И в том, и в другом случае наблюдается заметное падение коэффициента усиления по мощности, а также уменьшение уровня линейных и нелинейных искажений. Однако при ООС по току заметно падает коэффициент усиления по напряжению, а коэффициент усиления по току практически не меняется. При ООС по напряжению, наоборот, происходит уменьшение коэффициента усиления по току при более или менее стабильном коэффициенте усиления по напряжению. Данная особенность обычно и предопределяет целесообразность использования того или иного вида ООС в конкретных усилительных каскадах. Например, если нагрузкой каскада является следующий аналогичный усилительный каскад с относительно высоким входным сопротивлением, а амплитуда переменного напряжения на входе далека от предельно допустимой для режима линейного усиления транзистора, то целесообразным оказывается поддержание высокого коэффициента усиления по напряжению, т.е. умеренная ООС по напряжению в таких каскадах более предпочтительна, чем ООС по току. А вот в каскадах, нагружаемых на низкоомную нагрузку, или когда напряжения переменного сигнала уже близки к предельно допустимым значениям, лучшим выбором является использование ООС по току, которая не воздействует на коэффициент усиления по току. На практике предпочтение все-таки обычно отдается ООС по току как более удобной (мы можем очень легко регулировать глубину ООС в рабочем диапазоне частот, не влияя на ее параметры по постоянному току), но при построении многокаскадных усилителей может встречаться чередование видов внутрикаскадной ООС.

Как было показано выше, устранить или скорректировать влияние ООС по току в рабочем диапазоне частот усилительного каскада довольно легко, зашунтировав эмиттерный резистор блокировочным конденсатором. Похожим образом мы можем управлять и влиянием ООС по напряжению. Простейший пример с одним блокировочным конденсатором в цепи ООС. Заметим, что при таком включении мы, хоть и незначительно, но шунтируем выходную цепь каскада. При построении высокочастотных усилителей можно дополнительно использовать индуктивность, как показано на рис. 5.8.

...