Аналоговая схемотехника
Предназначение и классификация аналоговых электронных устройств. Энергетические показатели усилителя. Основы применения обратной связи. Свойства каскадов основных схем включения транзисторов. Синтез аналоговых трактов радиоэлектронной аппаратуры.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | курс лекций |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 03.06.2015 |
| Размер файла | 4,9 M |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
На рис. 6.2, а сопротивление резистора коррекции R0 достаточно для получения требуемой стабильности по постоянному току, т.е. R0 = Rэ. В схеме рис. 6.2, б сопротивление резистора R0 как элемента коррекции оказывается недостаточным, и последовательно с ним включается Rэ, чтобы обеспечить . Параллельно Rэ0 включена емкость Сэ0, которая выбирается на несколько порядков меньше емкости Сэ (рис. 6.2, б), вследствие чего шунтирующее действие Сэ0 сказывается только в области высоких частот в то время, как на средних частотах емкостное сопротивление Сэ0 значительно больше Rэ0, что приведет к возникновению на этих частотах местной отрицательной обратной связи максимальной глубины, а, следовательно, снижению усиления (К'Е0 вместо КЕ0), что демонстрируется рисунком 6.3.
Рис. 6.2. Схема каскада ОЭ с эмиттерной коррекцией: а - сопротивление резистора Rэ0 как элемента коррекции достаточно для получения требуемой стабильности, т.е. Rэ0 = Rэ; б - для получения требуемой стабильности необходимо, чтобы
Как уже говорилось, емкость Сэ0 выбирается так, чтобы на средних частотах не шунтировать Rэ0, за счет которого образуется ООС по току последовательного типа, имеющая глубину
(6.31)
В соответствии с этим сквозной коэффициент усиления на средних частотах при наличии ООС
(6.32)
Рис. 6.3. Амплитудно-частотная характеристика в области высоких частот каскада ОЭ: кривая 1 - без коррекции; кривая 2 - при наличии коррекции посредством цепи Rэ0Cэ0
где КЕ0 - коэффициент усиления на средних частотах скорректированного каскада ОЭ (кривая 1, рис. 6.3). По мере увеличения частоты вследствие шунтирующего действия емкости Сэ0 уменьшается глубина ООС по току, образуемой сопротивлением
, (6.33)
а коэффициент усиления каскада К'Е возрастает. При этом в той или иной мере компенсируется спад коэффициента усиления, вызванный уменьшением на высоких частотах и влиянием емкости коллекторного перехода Ск (рис. 1.6, в). В результате коэффициент усиления К'Е в области высших частот может оказаться равным его значению для средних частот КЕ0 (кривая 2, рис. 6.3). Наличие максимума кривой 2 рис. 6.3 объясняется тем, что сначала по мере возрастания частоты увеличение коэффициента усиления, обуславливаемое снижением глубины обратной связи, с избытком компенсирует его уменьшение, вызванное указанными выше причинами, в результате чего усиление увеличивается. По мере дальнейшего возрастания частоты увеличение усиления ограничивается более интенсивным его спадом за счет и Ск на этих частотах.
Так как от широкополосного усилителя желательно иметь возможно большее усиление при достаточно широкой полосе равномерно усиливаемых частот, эффективность работы этого усилителя определяется коэффициентом добротности:
(6.34)
где fв гp - верхняя граничная частота, на которой усиление уменьшается по сравнению с усилением на средних частотах в раз, т.е. составляет 0,707 от усиления на средней частоте. При наличии эмиттерной коррекции коэффициент добротности каскада Дкэ = K'E0fв кэ гр за счет значительного увеличения fв кэ гp по сравнению с fв гp (рис. 6.3) оказывается больше Д (6.34)даже несмотря на уменьшение усиления (К'Е0) на средних частотах. Отношение Дкэ/Д характеризует выигрыш, получаемый за счет применения эмиттерной коррекции.
Помимо высокочастотной коррекции за счет эмиттерной обратной связи, в некоторых случаях применяют индуктивную коррекцию высоких частот, осуществляемую посредством индуктивности Lк, включаемой в коллекторную цепь (рис. 6.4).
Схема замещения скорректированного каскада ОЭ в интересующем нас диапазоне высоких частот представлена на рис. 6.4, б. Здесь - эквивалентная емкость, включающая в себя емкость коллекторного p-n - перехода и емкость монтажа См, влияние которых в области высоких частот оказывает шунтирующее действие на сопротивление нагрузки Rн и приводит к снижению усиления на этих частотах. Благодаря включению корректирующего дросселя Lк в коллекторной цепи образуется параллельный резонансный контур, создаваемый элементами который настраивается на частоту, близкую к наиболее высокой (интересующей нас) частоте усиливаемого диапазона. На частоте резонанса (резонанс токов) сопротивление активное и весьма большое, равное При этом общее сопротивление коллекторной нагрузки транзистора возрастает, что и приводит к росту коэффициента усиления каскада на рассматриваемой частоте.
Коэффициент добротности каскада при использовании индуктивной коррекции
Рис. 6.4. Индуктивная коррекция высоких частот: а - принципиальная схема каскада ОЭ с индуктивной коррекцией; б - схема замещения
где fв ки гр - граничная частота при индуктивной коррекции, а КЕ0 - коэффициент усиления каскада в области средних частот, ибо введение корректирующего дросселя Lк не оказывает влияния на усиление в этой области частот.
Выигрыш от введения коррекции , более того, выигрыш при индуктивной коррекции оказывается большим, чем при эмиттерной, т.е. в связи с тем, что усиление на средних частотах при индуктивной коррекции КЕ0 больше, чем при наличии эмиттерной коррекции К'Е0 (см. рис. 6.3). Тем не менее, эмиттерная коррекция, основанная на применении отрицательной ОС, обеспечивает следующие существенные преимущества:
а) вследствие увеличения входного сопротивления скорректированного каскада увеличивается усиление по напряжению, обеспечиваемое предшествующим каскадом, поскольку указанное входное сопротивление является его нагрузочным сопротивлением;
б) повышается стабильность исходного режима работы транзистора засчет образования дополнительной ООС по постоянному току;
в) уменьшается влияние разброса параметров транзистора на величину усиления и частотную характеристику каскада.
Кроме того, в технологическом отношении предпочтительнее применение корректирующей емкости, а не корректирующей индуктивности.
Оба рассмотренных метода, помимо улучшения АЧХ, корректируют также и фазочастотную характеристику.
Коррекция частотной характеристики каскада ОЭ в области низких частот
Для коррекции частотной характеристики в области низких частот может быть использовано звено СфRф, включаемое в коллекторную цепь. Схема резистивного каскада ОЭ с коррекцией рассматриваемого вида приведена на рис. 6.5, а. На рис. 6.5, б приведена схема замещения по переменному току.
Рис. 6.5. Коррекция в области низких частот:а - принципиальная схема каскада ОЭ с низкочастотной коррекцией; б - схема замещения по переменному току
Как упоминалось в 1.4 и 6.1, наличие переходной емкости Сс приводит к снижению усиления на низких частотах и спаду амплитудно-частотной характеристики в этой области частот. Включаемое в коллекторную цепь звено СфRф и призвано скомпенсировать искажения в указанной области частот. Емкость Сф выбирается таким образом, что в области средних частот ее емкостное сопротивление значительно меньше Rф и поэтому полностью шунтирует указанное сопротивление. Таким образом, на средних частотах нагрузка в цепи коллектора определяется только величиной Rк. По мере уменьшения частоты емкостное сопротивление возрастает и на определенной низкой частоте становится значительно больше Rф, благодаря чему сопротивление в коллекторной цепи становится равным Rк + Rф. Это приводит к увеличению коэффициента усиления каскада КЕ. Для получения эффективного действия коррекции необходимо, чтобы Rф было значительно больше Rк, а сопротивление цепи CсRн достаточно велико и практически не шунтировало коллекторную цепь Rк, Rф, Сф. Если при этом емкость конденсатора Сэ настолько велика, что можно считаться только с искажениями, создаваемыми переходной цепью Сс то в этом случае параметрами коррекции являются безразмерные величины
и (6.35)
Параметр b обычно лежит в пределах 0,3... 0,7, а m = 0,6..1,4.
Рассмотренный метод корректирует также и фазочастотную характеристику каскада.
7. Оконечные усилительные каскады
7.1 Однотактный каскад оконечного усиления
В однотактном оконечном каскаде усиления может быть применен только режим А (см. параграф 4.2). Работа транзистора в режиме А при больших уровнях сигнала характерна для предоконечных каскадов и оконечных каскадов малой мощности (до 0,5 Вт). В оконечном каскаде нагрузка может включаться как через трансформатор, так и непосредственно (бестрансформаторный оконечный каскад) в выходную цепь транзистора. На рис. 7.1 дано графическое изображение режима работы каскада по выходной цепи при включении ОЭ. Здесь прямая АВ представляет собой выходную динамическую характеристику, соответствующую напряжению питания Ек при включении нагрузки через трансформатор и напряжению Е'к при ее непосредственном включении. Угол наклона динамической характеристики определяется внешним сопротивлением коллекторной цепи переменному току Rк~, включенным в нее непосредственно или вносимым через трансформатор. В последнем случае , где T - КПД выходного трансформатора, откуда коэффициент трансформации
(7.1)
Рис. 7.1. Графическое изображение режима А работы оконечного каскада по выходной цепи
При изменении тока базы в пределах от 0 до Iбmax коллекторный ток изменяется практически также от 0 до Iкmax. При этом амплитуда коллекторного тока Iкm приближенно равна исходному постоянному току Iк0. Величина представляет собой амплитуду падения напряжения на сопротивлении нагрузки Rк~, включенном между коллектором и эмиттером. Полезная мощность, выделяемая транзистором в этом сопротивлении
. (7.2)
Величина этой мощности графически выражается площадью треугольника BCD.
Мощность, потребляемая транзистором от источника питания при трансформаторном включении нагрузки
, (7.3)
графически выражается площадью прямоугольника OD'CF.
Коэффициент полезного действия каскада
(7.4)
где - коэффициент использования коллекторного напряжения;
- коэффициент использования коллекторного тока.
Для транзисторного каскада в режиме А величины и близки к единице, и при включении ОЭ А = 0,45.. .0,47, а при включении ОБ
Указанные значения КПД (А) относятся к максимальным амплитудам напряжения и тока Uкэm и Iкm и по мере уменьшения напряжения сигнала КПД резко падает, т.к. при этом величины Uкэm и Iкm уменьшаются, а исходный коллекторный ток Iк0 остается практически неизменным вплоть до исчезновения сигнала на входе. При изменяющемся напряжении сигнала это является существенным недостатком режима А.
Величина отдаваемой транзистором мощности Р~ ограничивается наибольшими допустимыми значениями напряжения Uкэ доп и тока Iк доп транзистора, а также рассеиваемой на коллекторе мощностью Рк доп. Из рис. 7.1 видно, что при трансформаторном включении нагрузки наибольшее мгновенное значение напряжения между коллектором и эмиттером равно
Так как необходимо обеспечить с известным запасом, принимают, что наибольшее допустимое напряжение питания
Мощность, рассеиваемая в транзисторе, равна разности между мощностью, потребляемой транзистором от источника питания, и мощностью, выделяемой им в сопротивлении нагрузки. Эта мощность рассеивается в виде тепла. При этом подавляющая часть мощности потерь выделяется в области коллекторного p-n - перехода, имеющего сопротивление во много раз большее сопротивления эмиттерного p-n - перехода.
Таким образом, мощность, рассеиваемая на коллекторе,
(7.5)
При выделении максимальной полезной мощности в режиме А 0,5 и Рк Р~.
При отсутствии сигнала Р~ = 0 и Рк = Р0 = Рк max. Следовательно, в режиме А наибольшее значение мощности выделяется на коллекторном p-n - переходе при отсутствии сигнала, когда вся потребляемая транзистором мощность рассеивается в нем в виде тепла. При этом необходимо выполнение условия
Таким образом, в режиме А транзисторы больше всего подвержены перегреву при отсутствии сигнала на входе. Это является недостатком режима А, с точки зрения его энергетических показателей.
Определение нелинейных искажений
Основным методом определения нелинейных искажений является метод пяти ординат, сущность которого излагается ниже.
Пусть известны сквозная динамическая характеристика и данные выбранного исходного режима А. Каскад возбуждается гармонической ЭДС (рис. 7.2). Тогда искаженный выходной ток i2, представляющий собой периодическую функцию времени с основной частотой со, может быть представлен в виде ряда Фурье. Ограничимся первыми пятью членами разложения, поскольку для практических расчетов вполне достаточно знать продукты искажений тока до четвертой гармоники включительно. Так как кривая выходного тока симметрична относительно вертикальной оси, проходящей через середину между точками пересечения кривой с осью абсцисс, так что , начальные фазы всех гармонических составляющих равны 0 или и выражение для ряда Фурье упрощается, приобретая следующий вид:
Задаваясь значениями обобщенного времени , равными можно для этих значений дополнительно упростить разложение, т.к. для них величины косинусов равны 0, ±1 или ±1/2.
Рис. 7.2. Метод пяти ординат
Находя по сквозной динамической характеристике токи Imax, I1, I0, I2, Imin, соответствующие принятым выше значениям , можно получить значения для гармонических составляющих:
(7.6)
Здесь выражение для Iср представляет собой среднеарифметическое значение выходного тока за период.
Исходный коэффициент гармоник каскада находится в соответствии с (1.14).
Следует указать, что амплитуды некоторых гармоник могут иметь отрицательные значения, что несущественно, поскольку коэффициент гармоник определяется через квадраты амплитуд.
7.2 Двухтактные оконечные каскады
Существует два основных вида двухтактной схемы:
а) двухтактная схема с параллельным питанием усилительных элементов (рис. 7.3, а);
б) двухтактная схема с последовательным питанием усилительных элементов (рис. 7.3, б).
В схеме с параллельным питанием усилительных элементов (УЭ) выходной трансформатор принципиально необходим, т.к. связь между плечами схемы осуществляется здесь только за счет общего магнитного потока в сердечнике трансформатора. В схеме с последовательным питанием сопротивление нагрузки может быть включено непосредственно, как это показано на рис. 7.3, б.
Как видно из приведенных схем замещения, использование усилительных элементов в любом двухтактном каскаде имеет следующие особенности:
а) напряжения u'1 и u''1 подводятся к входным электродам 1 усилительных элементов в противофазе;
б) выходные электроды усилительных элементов 2 подключаются к противоположным концам сопротивления нагрузки Rн при ее непосредственном включении или к противоположным концам первичной обмотки при включении нагрузки через трансформатор.
Этим включение усилительных элементов в двухтактной схеме отличается от обычного параллельного (однотактного) их включения, при котором выходные электроды, соединенные параллельно, подключаются к одному и тому же концу сопротивления нагрузки или первичной обмотки трансформатора, а напряжения на входных электродах изменяются син-фазно.
Отсюда вытекают основные свойства двухтактной схемы.
Пусть усилительные элементы плеч двухтактной схемы возбуждаются гармоническими входными напряжениями u'1 и u''1 имеющими частоту и одинаковые амплитуды Um1 но находящиеся в противофазе и суммирующиеся с напряжением смещения U0 (см. рис. 7.3) так, что
Рис.7.3. Схема замещения двухтактного оконечного каскада: а - с параллельным питанием; б - с последовательным питанием
Тогда выходной ток i'2 первого плеча, получивший нелинейные искажения вследствие кривизны динамической характеристики плеча, за счет отсечки этого тока или по каким-либо другим причинам, может быть представлен следующим образом при помощи ряда Фурье (см. 7.1):
При одинаковых параметрах плеч вследствие сдвига по фазе на переменной составляющей напряжения u''1 по отношению к u'1 ток второго плеча
так как сдвиг по фазе на искаженной кривой тока i''2 равносилен сдвигу по фазе тока первой гармоники на , а тока n-ой гармоники на n. Учитывая получившиеся сдвиги фаз, имеем
Так как выходные электроды усилительных элементов подключаются к противоположным концам сопротивления нагрузки или первичной обмотки выходного трансформатора, токи i'2 и i''2 в этом сопротивлении или в половинах обмотки трансформатора имеют всегда противоположные направления. Поэтому при непосредственном включении нагрузки результирующий или разностный выходной ток
(7.7а)
При включении нагрузки через трансформатор токи i'2 и i''2, протекающие по половинам первичной обмотки в противоположных направлениях, создают магнитодвижущие силы и различных знаков так, что результирующая магнитодвижущая сила равна
(7.7б)
Очевидно, что именно эта магнитодвижущая сила вызывает магнитный ток в сердечнике трансформатора, а также напряжение в нагрузке
и ток
в его вторичной обмотке (здесь - коэффициент трансформации выходного трансформатора; 2n - его коэффициент трансформации по отношению к половине первичной обмотки).
Таким образом, ток в нагрузке равен или пропорционален разностному выходному току Это положение является основой так называемого метода разностных токов, применяемого для исследования работы двухтактной схемы.
Использовав для токов i'2 и i''2 приведенные выше разложения в ряд Фурье и находя их разность, получим
(7.8)
где k - целые положительные числа от k = 2 и выше.
Выражение (7.8) показывает, что в нагрузке, включенной в выходную цепь непосредственно или через трансформатор, при одинаковых параметрах плеч токи нечетных гармоник удваиваются, постоянные составляющие (средние значения) токов и токи четных гармоник взаимно компенсируются.
Для схемы с параллельным питанием (рис. 7.3, а) токи плеч в цепи источника питания Е складываются, и суммарный ток
(7.9)
Таким образом, в цепи питания отсутствуют токи нечетных гармоник, включая первую, т.е. отсутствует ток основной частоты (частоты сигнала) .
В схеме с последовательным питанием (рис. 7.3, б) через источник питания проходят токи соответствующих плеч i'2 и i''2.
На основании изложенного можно сделать выводы о следующих практических преимуществах двухтактной схемы по сравнению с однотактной.
1. Компенсация четных гармоник выходного тока в цепи нагрузки уменьшает нелинейные искажения при работе усилительных элементов в режиме А и, что еще важнее, позволяет применить экономичный и эффективный режим В.
2. Компенсация постоянных составляющих выходного тока в цепи нагрузки при ее непосредственном включении снижает потери мощности в этой цепи по постоянному току и в некоторых случаях улучшает режим работы устройств нагрузки (например, громкоговорителей). При включении нагрузки через трансформатор компенсация постоянных составляющих магнитодвижущей силы и постоянного магнитного потока в трансформаторе приводит к увеличению динамической магнитной проницаемости материала сердечника. Это в ряде случаев позволяет при заданных электрических параметрах трансформатора значительно снизить его габариты, массу и стоимость.
3. Нечувствительность двухтактной схемы к синфазным изменениям возбуждающих напряжений позволяет допускать большую величину пульсации питающих напряжений, так как эти пульсации син-фазно изменяют потенциалы соответствующих электродов усилительных элементов в плечах каскада, что приводит к снижению габаритов, массы и стоимости питающих устройств.
4. Компенсация токов основной частоты в цепях питания двухтактного каскада с параллельным питанием усилительных элементов значительно ослабляют паразитную обратную связь за счет общих источников питания усилителя.
Сделанные выводы о полной взаимной компенсации четных гармоник и постоянных составляющих в цепи нагрузки, а также нечетных гармоник в цепи питания каскада справедливы при полной симметрии плеч двухтактной схемы. При наличии асимметрии получается лишь ослабление соответствующих гармоник или постоянных составляющих, причем степень ослабления тем больше, чем меньше асимметрия.
7.2.1 Двухтактный каскад усиления в режиме А
Имея в виду, что в режиме А усилительные элементы работают непрерывно на протяжении всего периода в линейной области характеристик, можно производить графоаналитический расчет сначала для одного плеча, работающего на сопротивлении R'н. При этом остается в силе все сказанное в 7.1 о расчете однотактного каскада (здесь ).
При переходе к двухтактной схеме нужно учитывать, что должно быть обеспечено сопротивление разностному току
,
где R'н - внешнее сопротивление выходной цепи, полученное при расчете одного плеча.
В двухтактной схеме с последовательным питанием усилительных элементов указанной величине Rd должно быть равно сопротивление нагрузки Rн (рис. 7.3, б), включаемое непосредственно или через трансформатор, коэффициент трансформации которого
. (7.10)
В схеме с параллельным питанием (рис. 7.3, а) сопротивление Ra должно вноситься в половину первичной обмотки выходного трансформатора, так что его коэффициент трансформации по отношению к половине обмотки W1/2 определяется выражением (7.10), а коэффициент трансформации по отношению ко всей первичной обмотке
. (7.11)
Выходное сопротивление двухтактного каскада разностному току (без учета действия выходного трансформатора)
,
где Rвых - выходное сопротивление плеча в выбранной рабочей точке.
При переходе к двухтактной схеме мощность удваивается, т.е. Р'~ = 2Р~, Р'0 = 2Р0. Допустимое напряжение питания определяется так же, как и для однотактного каскада.
Так как транзисторы в плечах двухтактной схемы используются в режиме, близком к линейному, при определении нелинейных искажений можно находить коэффициент гармоник также сначала для одного плеча при его нагрузке на сопротивлении R'н, а затем учитывать компенсацию четных гармоник в двухтактной схеме, которая вследствие неизбежной асимметрии плеч оказывается частичной. В результате, в плечах нагрузки четные гармоники в значительной степени подавляются, что учитывается коэффициентом асимметрии b = 0,1...0,15. Коэффициент гармоник для двухтактной схемы, работающей в режиме А, выразится как
, (7.12)
где гармонические составляющие рассчитываются в соответствии с (7.6).
7.2.2 Двухтактный каскад усиления в режиме В
Выходная динамическая характеристика двухтактного транзисторного каскада для включения транзисторов по схеме ОЭ при угле отсечки коллекторного тока = /2 (режим В) изображена на рис. 7.4, а соответствующая сквозная динамическая характеристика - на рис. 7.5. При построении указанных характеристик учтено, что коллекторные токи плеч i'к и i''к проходят по сопротивлению нагрузки Ra в противоположных направлениях и создаваемые ими падения напряжения имеют противоположную полярность (противоположные направления осей ординат и осей абсцисс на графиках рис. 7.4 и 7.5). Взаимное расположение осей ординат определяется одинаковыми для обоих плеч исходными питающими напряжениями (Е'к = Е''к для выходной характеристики и для сквозной), оси абсцисс совмещаются, т.к. в обоих случаях это соответствует Угол наклона выходной динамической характеристики определяется сопротивлением Rd.
Выделяемая транзисторами обоих плеч полезная мощность
. (7.13)
Графически эта мощность определяется площадью треугольника ABC (рис. 7.4).
Следует указать на важность выбора остаточного напряжения Uост Достаточной величины во избежание нелинейных искажений за счет кривизны статических характеристик в области, близкой к режиму насыщения, и инерционных процессов, связанных с переходом от режима насыщения к нормальной работе транзистора в активной области характеристик.
Разложение в ряд Фурье косинусоидальных импульсов при угле отсечки дает, как известно, . Поэтому мощность, потребляемая транзисторами обоих плеч,
. (7.14)
Отсюда, с учетом (7.13), КПД каскада в режиме В
, (7.15)
где - коэффициент использования коллекторного напряжения.
Мощность, рассеиваемая на усилительном элементе, казалось бы, должна уменьшаться с увеличением мощности, выделяемой в нагрузке Р~. На самом деле эта зависимость выражается сложнее в силу того, что мощность, потребляемая от источника питания, увеличивается пропорционально амплитуде выходного напряжения, а полезная мощность
Рис. 7.4. Выходная динамическая характеристика двухтактного каскада усиления в режиме В
Рис. 7.5. Сквозная динамическая характеристика двухтактного каскада в режиме В
увеличивается пропорционально квадрату амплитуды выходного напряжения (). На рис. 7.6 представлены зависимости мощности Р0, потребляемой усилительным элементом, мощности Р~ и их разности, представляющей собой мощность рассеяния Рк.
Из графика (рис. 7.6) видно, что мощность Рк имеет максимум при некотором Как показали исследования, значение критического коэффициента использования питающего напряжения
Рис. 7.6. Зависимости потребляемой, отдаваемой и рассеиваемой мощностей от амплитуды напряжения на выходе
Определение нелинейных искажений
В отличие от расчета для режима А, при определении нелинейных искажений в режиме В необходимо исходить из сквозной динамической характеристики разностного тока для каскада в целом (рис. 7.5). При этом значения разностного тока, необходимые для определения коэффициента гармоник по методу пяти ординат, с учетом коэффициента асимметрии плеч b находятся следующим образом [1]:
(7.16)
Далее по (7.6) рассчитываются гармонические составляющие и по выражению (1.14) рассчитывается коэффициент гармоник.
7.3 Температурная стабилизация исходного режима мощных оконечных транзисторов
При работе мощных оконечных транзисторов в режиме В температурная стабилизация за счет линейной обратной связи по постоянному току, широко используемая в каскадах малой мощности, работающих в режиме А, неприемлема. Это объясняется тем, что включение в эмиттерные цепи оконечных транзисторов сопротивлений Rэ, достаточных для эффективного действия обычной эмиттерной схемы стабилизации, резко снижает усиление по мощности. Поэтому в рассматриваемом случае стабилизация исходного коллекторного тока осуществляется обычно с помощью нелинейных сопротивлений. При этом ЭДС смещения Ебэ0 по мере повышения температуры должна уменьшаться, а по мере ее понижения увеличиваться с таким расчетом, чтобы исходный коллекторный ток оставался неизменным.
На рис. 7.7 изображена схема стабилизации исходного режима оконечных транзисторов, работающих в режиме В, основанная на применении термосопротивления RT, имеющего отрицательный температурный коэффициент сопротивления.
Общим недостатком температурно-зависимых сопротивлений является их значительная тепловая инерция, а также то обстоятельство, что они реагируют на изменения температуры окружающей среды или радиатора в то время, как относительно кратковременные превышения температуры p-n - перехода ими не учитывается. Выходом из положения является применение безынерционных нелинейных сопротивлений, какими являются, например, полупроводниковые диоды и транзисторы.
Рис. 7.7. Стабилизация исходного режима оконечных транзисторов посредством термосопротивления RT
Одна из возможных схем с применением диодов приведена на рис. 7.8. Как видно из схемы, диоды VD1 и VD2 включены в направлении проводимости. Их сопротивление в прямом направлении достаточно мало и имеет отрицательный температурный коэффициент. Падение напряжения на прямом сопротивлении лежит обычно в пределах (0,3. Д5)В. В зависимости от требуемой величины смещения на базах транзистора (Uбэ0) ставится необходимое количество диодов. Линейный шунт Rш несколько демпфирует изменения сопротивления диодов в прямом направлении, обеспечивая удовлетворительную стабилизацию.
Рис. 7.8. Стабилизация исходного режима оконечных транзисторов посредством диодов
7.4 Схемы двухтактных оконечных каскадов и их свойства
Существует большое количество различных схем двухтактных транзисторных каскадов оконечного усиления. Основные из них, как указывалось, могут быть классифицированы следующим образом:
а) двухтактные каскады с параллельным питанием;
б) двухтактные каскады с последовательным питанием.
Как было показано в 7.2, в двухтактных каскадах с параллельным питанием нагрузка может включаться только через выходной трансформатор, осуществляющий связь между плечами.
Двухтактные каскады с параллельным питанием
Наиболее часто применяется каскад ОЭ, т.к. вследствие наибольшего коэффициента усиления по мощности в этой схеме для управления оконечными транзисторами достаточна относительно небольшая входная мощность, а некоторое увеличение нелинейных искажений при наличии достаточно глубокой отрицательной обратной связи не имеет существенного значения. Связь между оконечным и предоконечным каскадами может быть как трансформаторной (рис. 7.7), так и через переходные конденсаторы С. В последнем случае необходимо применение диодов. Это объясняется тем, что при отсутствии диодов импульсы тока базы, образующиеся при подаче сигнала, увеличивают заряд конденсаторов, смещение базы уменьшается (ее потенциал становится более положительным, если иметь в виду схему на транзисторах p-n-р типа проводимости на рис. 7.7) и транзисторы переходят к режиму С, что приводит к резким нелинейным искажениям.
Двухтактные каскады с последовательным питанием
В последнее время в оконечных каскадах большой мощности используются схемы на составных транзисторах. В схеме на рис. 7.9 использованы комплементарные пары транзисторов VT2 - VT4 и VT1 - VT3. Как правило, транзисторы VT2 - VT4 - большой мощности, a VT1 - VT3 - малой или средней мощности. Широкое использование составных транзисторов в оконечных каскадах обусловлено тем, что такое включение транзисторов имеет ряд преимуществ по сравнению с одиночными транзисторами в плечах оконечного каскада. Это преимущество состоит в следующем:
а) повышается коэффициент усиления по току плеча в раз, так коэффициент усиления Это имеет очень большое значение, ибо транзисторы в схеме рис. 7.9 включены с общим коллектором, и оконечный каскад не усиливает по напряжению. Благодаря огромному усилению по току, коэффициент усиления по мощности имеет значительную величину;
б) увеличивается входное сопротивление плеча, которое становится равным благодаря чему улучшаются условия согласования плеч оконечного каскада с предоконечным, и нет потерь усиления в предоконечном каскаде.
Рис. 7.9. Схема бестрансформаторного оконечного каскада на составных транзисторах
Как видно из рис. 7.9, инверсия сигала осуществляется в самом оконечном каскаде за счет использования транзисторов разного типа проводимости, благодаря чему в качестве предоконечного может быть использован обычный каскад при включении транзистора по схеме ОЭ.
На основании рассмотрения схем оконечного каскада с параллельным и последовательным питанием необходимо отметить целый ряд преимуществ трансформаторного каскада, а именно:
а) осуществление любого требуемого сопротивления нагрузки оконечных транзисторов (оптимальное согласование);
б) обеспечение симметричности выходной цепи усилителя;
в) изоляция цепи нагрузки в отношении постоянных напряжений, действующих в цепях усилителя.
Но вместе с тем, недостатки трансформаторного каскада, выражающиеся в ухудшении частотной характеристики и, особенно, сложностью и большими габаритами выходного трансформатора, значительно превышающими размеры транзисторов и других деталей, привели к широкому использованию бестрансформаторных каскадов на составных транзисторах.
Литература
Безладнов Н.Л. Усилительные устройства. - Л.: СЗПИ, 1971.
Войшвилло Г.В. Усилительные устройства, - М.: Радио и связь, 1983.
Павлов В.М., Ногин В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. - М.: Радио и связь, 1997.
Размещено на Allbest.ru
...Подобные документы
Динамический режим работы усилителя. Расчет аналоговых электронных устройств. Импульсные и широкополосные усилители. Схемы на биполярных и полевых транзисторах. Правила построения моделей электронных схем. Настройка аналоговых радиотехнических устройств.
презентация [1,6 M], добавлен 12.11.2014Параметры и свойства устройств обработки сигналов, использующих операционного усилителя в качестве базового элемента. Изучение основных схем включения ОУ и сопоставление их характеристик. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств.
реферат [201,0 K], добавлен 21.08.2015Структурная схема усилителя с одноканальной обратной связью. Выбор транзистора, расчет режима работы выходного каскада. Расчёт необходимого значения глубины обратной связи. Определение числа каскадов усилителя, выбор транзисторов предварительных каскадов.
курсовая работа [696,7 K], добавлен 24.09.2015Структурная схема усилителя с одноканальной обратной связью. Выбор и расчет режима работы выходного каскада. Расчет необходимого значения глубины обратной связи. Определение числа каскадов усилителя. Выбор транзисторов предварительных каскадов.
курсовая работа [531,0 K], добавлен 23.04.2015Расчет структурной схемы усилителя. Определение числа каскадов. Распределение искажений по каскадам. Расчет оконечного каскада. Выбор транзистора. Расчет предварительных каскадов. Расчет усилителя в области нижних частот (больших времен).
курсовая работа [380,2 K], добавлен 19.11.2003Разработка усилителя низкочастотного сигнала с заданным коэффициентом усиления. Расчеты для каскада с общим коллектором. Амплитуда высших гармоник. Мощность выходного сигнала. Синтез преобразователя аналоговых сигналов на базе операционного усилителя.
курсовая работа [1,4 M], добавлен 21.02.2016Изучение и освоение методов разработки и оформления принципиальных электрических либо структурно-логических схем устройств. Расчёт элементов широкополосного усилителя. Проектирование демультиплексора кодов 1 на 64, коммутатора параллельных кодов.
курсовая работа [230,8 K], добавлен 04.02.2015Исследование принципов разработки генератора аналоговых сигналов. Анализ способов перебора адресов памяти генератора аналоговых сигналов. Цифровая генерация аналоговых сигналов. Проектирование накапливающего сумматора для генератора аналоговых сигналов.
курсовая работа [513,0 K], добавлен 18.06.2013Проектирование транзисторного каскада усилителя и фильтра низкой частоты на основе операционного усилителя, комбинационно-логического устройства (КЛУ) и транзисторного стабилизатора постоянного напряжения. Синтез преобразователей аналоговых сигналов.
курсовая работа [1,1 M], добавлен 06.02.2014Полупроводниковые, пленочные и гибридные интегральные микросхемы. Микросхема как современный функциональный узел радиоэлектронной аппаратуры. Серии микросхем для телевизионной аппаратуры, для усилительных трактов аппаратуры радиосвязи и радиовещания.
реферат [1,5 M], добавлен 05.12.2012Методика разработки электронных устройств. Исследование основных принципов построения усилительных каскадов. Выбор и расчет электронного транзисторного усилителя с полосой рабочих частот 300Гц – 50кГц. Проведение макетирования и испытания усилителя.
курсовая работа [690,5 K], добавлен 22.01.2013Общая характеристика электронных аналоговых устройств, их применение в областях науки и техники. Обзор схемотехнических решений построения усилителя звуковой частоты с бестрансформаторным оконечным каскадом. Расчет принципиальной схемы данного усилителя.
курсовая работа [1,3 M], добавлен 18.01.2014Понятие и характеристика базовых аналоговых вычислительных устройств. Разработка в среде Multisim схемы сумматора, интегратора, дифференциатора, а также схемы для моделирования абсорбционных процессов в конденсаторах. Построение графиков их испытаний.
реферат [178,7 K], добавлен 11.01.2012Особенности разработки малосигнального усилителя низкой частоты. Синтез преобразователя аналоговых сигналов на базе операционного усилителя. Разработка комбинационно-логического устройства (КЛУ). Характеристики и тестирование источника питания на УНЧ.
курсовая работа [2,2 M], добавлен 07.10.2015Особенности устройств, преобразующих энергию постоянного тока в энергию электрических колебаний постоянной формы и частоты. Условия самовозбуждения генератора, схемотехника и принципы работы резонансного усилителя с положительной обратной связью.
контрольная работа [488,4 K], добавлен 13.02.2015Создание радиоэлектронной аппаратуры. Состав элементной базы аналоговых РЭС. Классификация методов измерения радиоэлементов. Структурная схема измерительного стенда. Расчет генератора тока управляемого напряжением. Пакет программ управления тестером.
дипломная работа [394,5 K], добавлен 04.03.2009Понятие и функциональные особенности аналоговых измерительных устройств, принцип их работы, структура и основные элементы. Классификация электрических устройств по различным признакам, их типы и отличительные признаки, сферы практического применения.
презентация [745,2 K], добавлен 22.04.2013Типы электрических схем, их назначение. ГОСТы и соответствующие стандарты по изображению и оформлению структурной, функциональной и принципиальной схем радиотехнических устройств. Условные графические обозначения элементов радиоэлектронной аппаратуры.
курсовая работа [2,8 M], добавлен 27.07.2010Расчет основных функциональных узлов непрерывного и импульсивного действия, применяемых в управляющей и информационной электрике. Схема включения микросхемы K572ПВ1. Выбор принципиальных схем основных блоков. Схема генератора прямоугольных импульсов.
контрольная работа [321,5 K], добавлен 24.05.2014Способы построения аналоговых перемножителей. Влияние технологических погрешностей аналоговых компонентов на характеристики и параметры перемножителей. Схемотехнические способы их снижения. Сравнительный анализ схем преобразователей "напряжение-ток".
дипломная работа [3,5 M], добавлен 26.09.2010
