Телемеханика. Часть 1. Сообщения и сигналы
Общие сведения о сигналах. Спектры периодических сигналов и необходимая ширина полосы частот. Преобразование непрерывных сообщений в дискретные сигналы. Непрерывная, импульсная и цифровая модуляции. Модуляторы и демодуляторы и их виды, фазовые измерители.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | курс лекций |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 26.09.2015 |
| Размер файла | 5,5 M |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Рисунок 2.14 - Спектр сигнала при одновременной модуляции по частоте и амплитуде при 1>>2
Для систем телемеханики интерес представляет второй случай, а именно спектр сигнала при 1<<2. Тогда можно считать, что у каждой из трех спектральных линий АМ сигнала (несущей с частотой щ1, нижней (щ1-2) и верхней (щ1+2) боковых составляющих) появились дополнительно по две боковые дискретные полосы: верхняя с частотами +n1 и нижняя с частотами -n1. Спектр сигнала для этого случая двойной модуляции показан на рисунке 2.15.
Рисунок 2.15 - Спектр сигнала при одновременной модуляции по частоте и амплитуде при 1<<2
Практически необходимая ширина спектра сигнала примерно равна сумме необходимых спектров только при амплитудной модуляции щАМ и только при частотной модуляции щЧМ (рисунки 2.14, 2.15). При малом индексе частотной модуляции (mЧМ <1) необходимая ширина спектра сигнала лишь немногим больше, чем при амплитудной модуляции.
3. Импульсная модуляция
При импульсных видах модуляции в качестве носителя используется, как правило периодическая последовательность прямоугольных импульсов, которая описывается рядом Фурье в следующем виде:
(3.1)
где - амплитуда импульса,
- длительность импульса;
- период следования импульсов.
Учитывая, что угловая частота импульсной последовательности , а отношение T1/ =Q - скважность импульсной последовательности, выражение (3.1) представим в виде:
(3.2)
Как следует из выражений (3.1) и (3.2), изменяя модулирующим сообщением амплитуду, длительность импульса, период следования, а также время появления импульсов относительно тактовых точек можно получить соответственно амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ), широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), частотно-импульсную(ЧИМ) и фазоимпульсную модуляцию (ФИМ).
3.1 Амплитудно-импульсная модуляция
При АИМ амплитуда импульсов изменяется по закону передаваемого (модулирующего) сигнала.
Рассмотрим простейший случай АИМ одним тоном, т.е. когда модулирующий сигнал описывается выражением
(3.3)
a немодулированная последовательность импульсов представляется рядом Фурье (3.2).
Различают АИМ первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода. При АИМ-1 высота импульса в пределах его длительности () изменяется по закону модулирующего напряжения. При АИМ-2 высота импульса зависит лишь от значения сигнала в тактовой точке.
Временные диаграммы АИМ-1 и АИМ-2 сигналов приведены на рисунке 3.1.
В соответствии с определением АИМ амплитуда импульсов U при
АИМ-1 будет изменяться по следующему закону:
(3.4)
где m=kU /U- коэффициент глубины модуляции
k- коэффициент пропорциональности, устанавливающий связь между амплитудой модулирующего сообщения и изменением амплитуды импульсов носителя.
Рисунок 3.1 - Временные диаграммы АИМ-1 и АИМ-2 сигналов
Подставив (3.4) в (3.3), получим выражение для АИМ-1 в виде
(3.5)
Cравнение выражений (3.3) и (3.5) показывает, что в случае модуляции одним тоном спектр амплитуд модулированной последовательности импульсов отличается от спектра немодулированной последовательности наличием составляющей с частотой модуляции и боковых составляющих с частотами kщ1 возле каждой гармоники спектра немодулированной последовательности, представленного на рисунке 3.2.
Появление в спектре составляющей с частотой можно объяснить следующим образом. Если у последовательности импульсов постоянной высоты среднее значение также постоянно, то у последовательности импульсов, модулированных по амплитуде с частотой (см. рисунок 3.1), и среднее значение изменяется с частотой . Важно заметить, что ширина спектра последовательности импульсов, которую нужно сохранить при передаче, практически не изменяется в результате модуляции по амплитуде (появление боковых частот kщ1 не сказывается на ширине спектра).
Рисунок 3.2 - Спектр амплитуд АИМ-1 сигнала
Действительно, в обоих случаях необходимая ширина спектра определяется длительностью импульсов (), которая при АИМ не изменяется:
(3.6)
На практике в большинстве случаев принимают =1, т.е. необходимая полоса частот определяется первым лепестком спектра, где сконцентрировано около 90 энергии всего сигнала. Так как в спектре есть модулирующая частота , то выделить в приемнике первичный сигнал можно фильтром низких частот (см. рисунок 3.2), но для неискаженного выделения необходимо выполнить условие
<щ1- или щ1>2. (3.7)
Условие (3.7) соответствует требованиям теоремы Котельникова, рассмотренной ранее.
Если последовательность импульсов модулируется не простым гармоническим сигналом, а сигналом, ширина спектра которого лежит в пределах от min до max, то в спектре модулированного сигнала появляются полосы частот minmax и kщ1(minmax), как показано на рисунке 3.3.
Рисунок 3.3 - Спектр амплитуд АИМ-1 сигнала при модуляции сложным сообщением
Выражение для сигнала АИМ-2 при модуляции одним тоном может быть получена в виде:
(3.8)
Спектр амплитуд АИМ-2 показан на рисунке 3.4.
Рисунок 3.4 - Спектр амплитуд АИМ-2 сигнала
Спектральный состав модулированной последовательности импульсов при АИМ-2 не отличается от спектрального состава при АИМ-1. Несколько изменяются только амплитуды боковых составляющих и составляющих с частотами спектра модулирующего сообщения (3.8).
3.2 Фазоимпульсная модуляция
При ФИМ по закону изменения передаваемого сигнала с(t)=Usin(t) изменяется величина временного сдвига относительно тактовых точек (рисунок 3.5).
Рисунок 3.5 - Временные диаграммы ФИМ-сигнала
В выражении (3.10) время t заменено временем t-ф, так как спад импульса смещен относительно фронта на интервал времени, равный длительности импульса ф.
Рисунок 3.6 - ФИМ-сигнал на одном интервале времени
Для записи модулированного напряжения в формуле (3.1) для немодулированной последовательности, во-первых, заменим ф на ф2-ф1, чтобы учесть смещение фронта и спада импульса, во-вторых, время t заменим временем t-(ф2+ф1)/2, чтобы учесть смещение центра импульса относительно тактовой точки. Тогда
или, заменив произведение синуса на косинус по формуле тригонометрических преобразований и подставив T1щ1=2, найдем
(3.11)
Заменив в (3.11) ф1 и ф2 согласно (3.9) и (3.10), получим
(3.12)
В выражении (3.12) и заменим рядами Фурье, коэффициентами которых являются функции Бесселя, т.е.
(3.13)
(3.14)
Подставив (3.13) и (3.14) в (3.12) и заменив разность синусов по тригонометрическим формулам, получим
(3.15)
где щ1=mФИМ - индекс модуляции при ФИМ.
Из анализа выражения (3.15) следует, что спектр сигнала при ФИМ содержит постоянную составляющую, составляющую с частотой модулирующего сигнала , основную гармонику с частотой щ1(k=1) и кратные ей высшие гармоники с частотами kщ1, вокруг которых размещаются полосы боковых гармоник с частотами kщ1n (рисунок 3.7).
Рисунок 3.7 - Спектр ФИМ-сигнала
В заключение следует отметить, что сигнал ФИМ относится к широкополосным и его спектр намного шире спектра сообщения и простирается от постоянной составляющей до частоты щB=2 /, а следовательно, необходимая полоса частот
(3.16)
Доля мощности, заключенная в составляющих с частотами выше щB, настолько мала, что эти составляющие можно не учитывать.
3.3 Широтно-импульсная модуляция
При ШИМ длительность импульсов изменяется пропорционально модулирующему сигналу, а их амплитуда остается постоянной.
Рассмотрим модуляцию одним тоном, т.е. когда модулирующий сигнал описывается выражением
(3.17)
Различают одностороннюю (рисунок 3.8) и двустороннюю (рисунок 3.9) ШИМ.
Рисунок 3.8 - Односторонняя ШИМ
Рисунок 3.9 - Двусторонняя ШИМ
При односторонней ШИМ изменение длительности импульса происходит только за счет перемещения одного из фронтов. При двусторонней ШИМ перемещаются и передний и задний фронты импульсов симметрично относительно их центра, соответствующего тактовым точкам.
Обозначим через =kU - максимальное приращение ширины импульса. Длительность импульса при модуляции сигналом (3.17)
. (3.18)
Подставив полученное значение (t)в выражение (3.1), получим выражение для сигнала с ШИМ:
Обозначим k /T1=Bk. После тригонометрических преобразований получим:
(3.19)
Выражение под знаком суммы можно преобразовать, используя известные соотношения:
Здесь J2n(Bk) и J2n-1(Bk) - значение функции Бесселя первого рода порядка 2n и 2n-1 от аргумента Bk.
Для сокращения записи обозначим
и .
Окончательно получим следующие выражения для последовательности импульсов при ШИМ:
Выражение (3.20) определяет спектральный состав ШИМ-сигнала. Первое слагаемое представляет собой постоянную составляющую U/T1; второе - колебание с частотой сигнала и амплитудой U/T1; кроме того, в спектре содержатся гармоники частоты дискретизации с амплитудами (2U/)CkJ0(Bk). Около каждой из этих гармоник расположены верхняя и нижняя боковые полосы частот с частотами kщ12n и kщ1(2n-1) (рисунок 3.10).
Если сравнить между собой выражения для ФИМ сигнала (3.15) и для ШИМ-сигнала (3.20), то можно сделать вывод о том, что оба спектра по составу гармонических составляющих одинаковы (см. рисунки 3.7 и 3.10), однако амплитуды этих составляющих различны.
Рисунок 3.10 - Cпектр ШИМ-сигнала
При ФИМ-амплитуды спектральных составляющих низкочастотного сигнала пропорциональны (т.е. их частотам) и значительно меньше, чем при АИМ и ШИМ, что накладывает свои особенности при демодуляции сигналов с ФИМ.
В заключение следует отметить, что необходимая полоса частот для сигналов с ШИМ определяется длительностью самого короткого импульса (min=-), т.е.
, (3.21)
а коэффициент (индекс) модуляции определяется выражением
(3.22)
4. Цифровая модуляция
Как отмечалось выше, центральной проблемой при построении любой системы связи и телемеханики является выбор и техническая реализация способов введения передаваемой информации в физический переносчик в точке передачи и выделения этой информации в точке приема. Эта задача известна как проблема модуляции и демодуляции.
Практически во всех современных системах связи и телемеханики используются методы цифровой модуляции и цифровая обработка сигналов при демодуляции. Такие системы принято называть цифровыми системами передачи информации. Современные достижения радиоэлектроники обеспечивают возможность реализовать в передатчике и приемнике системы связи и телемеханики достаточно сложные алгоритмы цифровой обработки электрических сигналов. В результате качество передачи практически любых сообщений в цифровых системах оказывается выше, чем качество передачи этих сообщений с помощью аналоговых систем связи. Например, оказалось возможным передавать сообщения в присутствии шума и помех с большей точностью или передавать больше сообщений при прочих равных условиях.
Цифровые системы передачи обладают двумя важнейшими особенностями:
- любые сообщения представляются в цифровой форме, т.е. в виде последовательностей битов {0, 1}.
-подлежащие передаче биты длительностью Tб обычно сначала преобразуются в последовательность положительных и отрицательных электрических импульсов длительностью Тс прямоугольной формы (рисунок 4.1).
Рисунок 4.1 - Временные диаграммы сигналов в устройствах цифровой системы передачи
В данном примере Tб = TС , но как будет показано далее Tб может отличаться от TС. Последовательность полученных таким способом импульсов называют модулирующим сигналом. Преобразование последовательности битов в последовательность электрических импульсов осуществляется по следующему правилу: 0 b, 1 -b, где b > 0 - амплитуда импульса.
Как правило, в качестве переносчика информации используется гармоническое колебание основными параметрами которого, доступными для модуляции, являются амплитуда А, частота f0 и фаза . В зависимости от того, какие именно параметры носителя изменяются, в цифровых системах различают амплитудную (АМП), фазовую (ФМП) и частотную (ЧМП) манипуляции (перемещения между дискретными состояниями).
На практике наибольшее применение получили М-ичные (многопозиционные) системы модуляции.
Многопозиционная модуляция предполагает переход от двоичного алфавита символов {0, 1} дискретного сообщения к М-ичному:
(4.1)
где M- число различных состояний информационного параметра сигнала;
m- длина преобразуемых последовательностей двоичных символов.
К примеру, при алфавит включает четыре символа {00, 01, 10, 11}. При (двоичная модуляция) алфавит состоит всего из двух бинарных символов {0, 1}.
Каждый двоичный символ (бит) передается в течение времени , равного его длительности. Скорость передачи , выраженная в битах в секунду, определяется соотношением
. (4.2)
Длительность передачи модулирующего сигнала (M-ичного символа) вычисляется по формуле
. (4.3)
Тогда скорость передачи М-ичных символов (символьная скорость) рассчитывается по формуле
,(4.4)
и измеряется в бодах (скорость манипуляции).
Применение многопозиционной модуляции позволит увеличить скорость передачи информации в линии связи, что подтверждается формулой Найквиста, определяющая зависимость максимальной скорости передачи информации (данных) С [бит/с] от ширины полосы пропускания без учёта шума в канале:
(4.5)
Если сигнал имеет два состояния, то пропускная способность равна удвоенному значению ширины полосы пропускания линии связи. Если же передатчик использует более чем два устойчивых состояния сигнала для кодирования данных, то пропускная способность линии повышается, так как за один такт работы передатчик передает несколько бит исходных данных (4.4).
Хотя формула Найквиста явно не учитывает наличие шума, косвенно его влияние отражается в выборе числа состояний информативного параметра сигнала, которое определяется выражением
(4.6)
где Pc- мощность сигнала;
- мощность шума.
Для повышения пропускной способности канала хотелось бы увеличить это число до значительной величины, но на практике этого сделать нельзя из-за шума на линии и ограничения энергетической нагрузки на канал. Поэтому число возможных состояний сигнала фактически ограничивается соотношением мощности сигнала и шума, а формула Найквиста определяет предельную скорость передачи данных в том случае, когда количество состояний уже выбрано с учетом возможностей устойчивого распознавания приемником.
В общем виде модулированный сигнал записывается следующим образом:
,(4.7)
где , - законы изменения амплитуды и фазы сигнала;
- частота несущего гармонического колебания.
Выражение (4.7) можно представить в следующем виде:
(4.8)
где
, (4.9)
. (4.10)
Согласно выражению (4.8) модулированный радиосигнал можно представить в виде двух гармонических колебаний, модулированных сигналом и и отличающихся начальным фазовым сдвигом, равным 90_. В этом выражении составляющая носит название синфазной, а - квадратурной.
Из выражений (4.9) и (4.10) получим соотношения для и :
(4.11)
Учитывая выражения (4.11), становится возможным графическое представление сигналов цифровой модуляции на комплексной плоскости (рисунок 4.2).
Рисунок 4.2 - Представление сигнальных точек на комплексной плоскости
Точка K соответствует одному из состояний сигнала, а их совокупность, отражающая все состояния, называется сигнальным созвездием. Кроме того, выражения (4.11) показывают, что изменяя амплитуду квадратурной и синфазной составляющих можно получить АМП и ФМП или их совокупность.
Наряду с сигнальными созвездиями часто используются так называемые диаграммы фазовых переходов, которые представляют собой графические изображения траекторий перемещения сигнальных точек в сигнальном созвездии при переходе от одного передаваемого символа к другому. Рассмотрим более подробно основные виды цифровой модуляции.
4.1 Амплитудная манипуляция
4.1.1 Двоичная АМП
Во многих телемеханических устройствах различного назначения формируются дискретные первичные сигналы в виде некоторой последовательности однополярных или двухполярных прямоугольных импульсов (рисунок 4.3,а, б). При амплитудной модуляции этими сигналами гармонического носителя получим сигнал передачи, амплитуда которого имеет только два значения: U и 0 (рисунок 4.3, в), или Umax и Umin (рисунок 4.3, г). Такой вид модуляции называют амплитудной манипуляцией.
Если модулирующий сигнал меняется во времени от 0 до 1 (рисунок 4.3, а), то амплитудно-манипулированный сигнал запишется так:
(4.12)
где щ1=2/T1- круговая частота носителя;
m=(Umax-Umin)/(Umax+Umin) - коэффициент глубины модуляции.
Для построения спектров достаточно знать спектральное разложение модулирующих импульсов C(t), которое затем подставляется в выражение (4.12).
Модулирующие импульсы можно записать в виде ряда Фурье
(4.13)
где - круговая частота повторения импульсов.
Подставив (4.13) в (4.12), получим выражение для спектра АМП-сигнала в виде
(4.14)
Анализ (4.14) показывает, что АМП-сигнал имеет, кроме составляющей на частоте щ1, еще верхнюю и нижнюю боковые составляющие на частотах щ1k. В выражении (4.14) при преобразовании исключено слагаемое (1-m)/(1+m), так как существенного значения для состава спектра оно не имеет.
Рисунок 4.3 - Амплитудно-манипулированный сигнал
Для стопроцентной модуляции (m=1) амплитуды несущей и боковых составляющих определяются выражениями:
(4.15)
Примеры спектров АМП-сигналов при m=1 и m=0,5 приведены на рисунке 4.4.
Рассматривая рисунок 4.4, можно заметить ряд закономерностей в спектрах АМП-сигналов:
- форма боковых полос аналогична форме спектра модулирующих импульсов;
- спектр модулированного сигнала вдвое шире спектра модулирующих импульсов, т.е. F=2/;
- форма спектра всегда симметрична относительно несущей частоты;
- амплитуда составляющей на несущей частоте вписывается в огибающую спектра при m=1;
- при уменьшении коэффициента модуляции энергия несущей возрастает, а энергия боковых полос падает.
Рисунок 4.4 - Cпектры АМП-сигналов
4.1.2 М-ичная амплитудная манипуляция
При М-ичной амплитудной манипуляции амплитуда передаваемого сигнала скачкообразно изменяется в соответствии с символами передаваемого сообщения:
(4.16)
Здесь A(t) может принимать M возможных амплитуд, соответствующих M=2m возможным m-битовым символам, т.е:
(4.17)
где d - расстояние между двумя соседними точками сигнального созвездия.
На рисунке 4.5 дана геометрическая иллюстрация формируемого ансамбля амплитудно-манипулированных сигналов при объеме алфавита М = 2, М = 4, М = 8, d = 2.
Рисунок 4.5 - Сигнальные созвездия ансамбля АМП сигналов
Можно заметить, что двоичные символы, создаваемые источником дискретных сообщений, предварительно кодируются кодом Грея. В результате соседние сигнальные точки отображают двоичные последовательности, отличающиеся одним двоичным символом. Это свойство очень важно при рассмотрении характеристик помехоустойчивости демодуляторов.
Функциональная схема устройства формирования М-АМП сигнала приведена на рисунке 4.6
Рисунок 4.6 - Функциональная схема устройства формирования М-АМП сигнала
Преобразованная последовательность входных битов преобразователем уровня DA1 поступает на вход демультиплексора DD1, который разделяет входную последовательность на m-последовательностей. Блок задержек DD2 выравнивает по времени эти последовательности, блок расширителя DD3 увеличивает длительность каждого до значения длительности канального символа Tc=mTb . Аналого-цифровым преобразователем DD2 формируется амплитуда синфазной составляющей I согласно (4.17), квадратурная составляющая при этом равна нулю. На выходе перемножителя DA3 получаем М-АМП сигнал.
4.2 Фазовая манипуляция
При цифровой фазовой манипуляции фаза переносчика S(t) отличается от текущей фазы немодулированного несущего колебания на конечное число значений в соответствии с символами передаваемого сообщения С(t):
(4.18)
Существует два типа фазовой манипуляции - двоичная (бинарная) фазовая манипуляция (ДФМП) и квадратурная фазовая манипуляция(КФМП).
4.2.1 Двоичная фазовая манипуляция
Различают абсолютную (двухуровневую) (АФМП) и относительную (дифференциальную) (ОФМП) фазовые манипуляции. При АФМП (рисунок 4.7,в) фаза несущей изменяется при каждом фронте передаваемых сигналов. Получающийся сигнал имеет следующий вид (для одного периода передачи бита):
(4.19)
Сигнальное созвездие ДФМП сигнала, соответствующее выражению (4.19) приведено на рисунке (4.8).
При ОФМП (рисунок 4.7,д) фаза сигнала изменяется только при передаче двоичной единицы, а при передаче двоичного нуля фаза совпадает с фазой предыдущей посылки. Такая схема называется относительной (дифференциальной), поскольку сдвиг фаз выполняется относительно предыдущего переданного бита, а не относительно какого-то эталонного сигнала. Схема ОФМП делает излишним строгое согласование местного генератора приемника и передатчика, так как изменение фазы при ОФМП всегда указывает на возникновение двоичной единицы, а отсутствие этого изменения на передачу двоичного нуля, т.е не возможна обратная работа демодулятора, когда при паразитном изменении фазы в линии связи двоичные единицы будут приняты как двоичные нули и наоборот как при АФМП (рисунок 4.7,г)
Рисунок. 4.7 - Абсолютная и относительная фазовая манипуляция
Следует отметить, что ДФМП является одной из самых простых форм цифровой манипуляции и широко используется в телеметрии при формировании широкополосных сигналов. Основной недостаток ДФМП заключается в том, что при манипуляции прямоугольным сигналом получают очень резкие переходы, и в результате, сигнал занимает очень широкий спектр. Большинство ДФМП-модуляторов применяет определенные типы фильтрации, которые делают переходы фазы менее резкими, тем самым сужается спектр сигнала. Операция фильтрации практически всегда выполняется над модулирующим сигналом до манипуляции (рисунок 4.9).
Такой фильтр, как правило, называют фильтром основной частоты. Однако при уменьшении полосы частот, занимаемой радиосигналом, путем фильтрации приходится учитывать возникающую при этом проблему межсимвольной интерференции.
Здесь после модулятора добавлены усилитель мощности радиосигнала и узкополосный высокочастотный фильтр. Основное назначение фильтра состоит в том, чтобы ослабить излучение передатчика на частотах, кратных основной частоте несущего колебания; опасность таких излучений обусловлена нелинейными эффектами в усилителе мощности, которые, как правило, имеют место и усиливаются при попытке увеличения эффективности этого усилителя. Часто данный фильтр используется одновременно и для приемника - он подавляет сильные сторонние сигналы вне полосы частот полезных радиосигналов до преобразования частоты «вниз».
Рисунок. 4.8 - Сигнальное созвездие ДФМП сигнала
Рисунок 4.9 - Функциональная схема формирования ДФМП радиосигнала
4.2.2 Квадратурная фазовая манипуляция (КФМП)
При ДФМП один канальный символ переносит один передаваемый бит. Однако, как уже отмечалось выше, один канальный символ может переносить большее число информационных бит. Например, пара следующих друг за другом битов может принимать четыре значения: {0, 0}{0, 1}{1, 0}{1, 1}.
Если для передачи каждой пары использовать один канальный символ, то потребуется четыре канальных символа, скажем {s1(t), s2(t), s3(t), s4(t)}, так что М=4. При этом скорость передачи символов в канале связи оказывается в два раза ниже, чем скорость поступления информационных битов на вход модулятора и, следовательно, каждый канальный символ теперь может занимать временной интервал длительностью Tс = 2Тб. При М-ичной фазовой манипуляции радиосигнал может быть записан в следующем виде:
(4.20)
Где (4.21)
(4.22)
Здесь (t) может принимать значения из множества:
где - произвольная начальная фаза.
В дальнейшем вместо четырех канальных символов или четырех радиосигналов будем говорить о единственном радиосигнале, комплексная амплитуда которого может принимать четыре указанных значения, представленных на рисунке 4.10 в виде сигнального созвездия.
Каждая группа из двух битов представляется соответствующим фазовым углом, все фазовые углы отстоят друг от друга на 90°. Можно отметить, что каждая сигнальная точка отстоит от действительной или мнимой оси на =45°.
Сформировать сигналы КФМП-4 можно с помощью устройства, функциональная схема которого приведена на рисунке 4.11, а временные диаграммы его работы - на рисунке 4.12.
Рисунок 4.10 - Сигнальное созвездие КФМП-4 радиосигнала
Последовательность передаваемых битов 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 1, 0,… разбивается на две подпоследовательности нечетных 1, 1, 0, 1, 0, 1, … и четных 0, 1, 0, 0, 1, 0,… битов с помощью демультиплексора DD1.
Биты с одинаковыми номерами в этих подпоследовательностях образуют пары, которые удобно рассматривать как комплексные биты; действительная часть комплексного бита есть бит нечетной подпоследовательности I, а мнимая часть Q- бит четной подпоследовательности. При этом биты нечетной последовательности в синфазной ветви задерживаются на время Tб устройством DD2. Далее длительность каждой последовательности уменьшается до значения 2Tб расширителями DD3 и DD4.
Полученные таким способом комплексные биты преобразуются в комплексную последовательность прямоугольных электрических импульсов длительностью 2Тб со значениями +1 или -1 их действительной и мнимой частей, которые используются для модуляции несущего колебания exp{}. В результате получается КФМП-4 радиосигнал.
Рисунок. 4.11 - Функциональная схема устройства формирования КФМП-4 радиосигнала
Рисунок 4.12 - Временные диаграммы при формировании КФМП-4 радиосигнала
Диаграмма фазовых переходов для КФМП-4 представлена на рисунке 4.13.
Рисунок 4.13 - Диаграмма фазовых переходов для КФМП-4 радиосигнала
На этой диаграмме сигнальная точка с координатами (+1, +1) расположена на линии, образующей угол +45° с осями координат, и соответствует передаче символов +1 и +1 в квадратурных каналах модулятора. Если следующей парой символов будет (-1, +1), которой соответствует угол +135°, то из точки (+1, +1) к точке (-1,+1) можно провести стрелку, характеризующую переход фазы радиосигнала от значения +45 к значению +135°. Полезность этой диаграммы можно проиллюстрировать на следующем примере. Из рисунка 4.13 следует, что четыре фазовые траектории проходят через начало координат. Например, переход из точки сигнального созвездия (+1, +1) в точку (-1, -1) означает изменение мгновенной фазы высокочастотного несущего колебания на 180°. Поскольку на выходе модулятора обычно устанавливают узкополосный высокочастотный фильтр (см. рисунок 4.9), то такое изменение фазы сигнала сопровождается существенным изменением значений огибающей сигнала на выходе этого фильтра и, следовательно, во всей линии передачи. Непостоянство значений огибающей радиосигнала по многим причинам является нежелательным в цифровых системах передачи. От этого недостатка свободна КФМП со смещением.
4.2.3 Квадратурная фазовая манипуляция со смещением
Этот способ формирования сигнала практически полностью аналогичен квадратурному способу формирования КФМП-4 сигнала, однако с той лишь разницей, что подпоследовательность в квадратурной ветви сдвигается во времени (задерживается) на время Тб или, что эквивалентно, на половину длительности канального символа. Для реализации этого способа необходимо удалить элемент задержки на время Тб DD2 в синфазной ветви. При таком изменении квадратурная подпоследовательность канальных символов окажется задержанной на время Тс относительно синфазной подпоследовательности (рисунок 4.14).
В результате на диаграмме фазовых переходов (рисунок 4.15) для данного метода манипуляции отсутствуют траектории, проходящие через начало координат. Это означает, что мгновенная фаза радиосигнала не имеет скачков на +180° и, следовательно, огибающая этого сигнала не имеет глубоких провалов, как это имело место при квадратурной КФМП-4 (рисунок 4.11).
Рисунок 4.14 - Временные диаграммы при формировании КФМП-4 радиосигнала со смещением
Рисунок 4.15 - Диаграмма фазовых переходов КФМП-4 радиосигнала со смещением
4.2.4 КФМП-8 сигналы
Поток информационных битов, поступающих на вход модулятора, можно разбивать на группы по 3, 4 бита и т.д., формируя затем КФМП-8, КФМП-16 сигналы и т.д. На рисунке 4.16 изображено сигнальное созвездие для КФМП-8 радиосигнала.
Рисунок 4.16 - Сигнальное созвездие для КФМП-8 радиосигнала
Для этого способа модуляции необходимо иметь восемь канальных символов, начальные фазы которых отличаются от мгновенной фазы немодулированного несущего колебания на угол, кратный 45°. Если амплитуды всех канальных символов одинаковы, то сигнальные точки располагаются на окружности. Возможные значения вещественных и мнимых частей комплексных амплитуд этих символов при этом пропорциональны коэффициентам I и Q, принимающим значения из множества
. (4.23)
Не совсем простым является вопрос об установлении соответствий между точками сигнального созвездия и тройками информационных битов. Этот процесс обычно называют сигнальным кодированием. В таблице 4.1 приведён пример такого соответствия, который является возможным, но не наилучшим, поскольку для установления наилучшего соответствия необходимо сначала определить способ демодуляции такого сигнала в присутствии помехи, а затем вычислить вероятность ошибки при приеме либо одного канального символа, либо одного информационного бита. Наилучшим можно назвать тот способ сигнального кодирования, при котором вероятность ошибки оказывается наименьшей.
На рисунке 4.17 приведена функциональная схема устройства формирования КФМП-8 радиосигнала.
Таблица 4.1 - Соответствие между точками сигнального созвездия и тройками информационных битов
|
Значения начальной фазы при КФМП-8 |
Значения коэффициентов |
Группы из трех информационных символов (битов) |
||
|
I |
Q |
|||
|
0? |
1 |
0 |
0 1 1 |
|
|
+45? |
0 0 1 |
|||
|
+90? |
0 |
1 |
0 0 0 |
|
|
+135? |
- |
1 0 0 |
||
|
+180? |
-1 |
0 |
1 0 1 |
|
|
-135? |
- |
- |
1 1 1 |
|
|
-90? |
0 |
-1 |
1 1 0 |
|
|
-45? |
- |
0 1 0 |
Работа формирователя сводится к следующему: демультиплексор DD1 распределяет входной поток информационных битов длительностью Тб на три подпоследовательности, элементы задержек DD2 и DD3 выравнивают во времени эти подпоследовательности, расширители DD4-DD6 увеличивают длительность каждого символа до значения длительности канального символа Тс = 3Тб. Сигнальное кодирование в этом случае сводится к вычислению значений синфазной и квадратурной компонент комплексной огибающей КФМП-8 радиосигнала. Эта операция выполняется сигнальным кодером, в состав которого входит транскодер DD7, имеющий два цифровых выхода с 3-битовыми словами, которые в цифро-аналоговых преобразователях (ЦАП) DD1 и DD2 преобразуются в аналоговые величины с требуемыми значениями (4.23).
Рисунок 4.17 - Функциональная схема устройства формирования КФМП-8 радиосигнала
4.2.5 р/4 - квадратурная относительная фазовая манипуляция
При КФМП-4 и КФМП-4 со смещением максимальное изменение мгновенной фазы радиосигнала равно 180° и 90° соответственно. В настоящее время достаточно широко используется р/4-квадратурная относительная фазовая манипуляция, при которой максимальный скачок фазы равен 135°, а все возможные значения мгновенной фазы радиосигнала кратны значению р/4. Ни одна траектория фазовых переходов для этого способа модуляции не проходит через начало координат. В результате огибающая радиосигнала имеет меньшие провалы по сравнению с квадратурной фазовой манипуляцией. Функциональная схема устройства формирования такого радиосигнала представлена на рисунке 4.18.
Рисунок 4.18 - Функциональная схема устройства формирования радиосигнала с р/4-квадратурной относительной фазовой манипуляции
Последовательность информационных битов {ni , i = 1,2,…} разбивается на две подпоследовательности: нечётных {n2i-1, i = 1,2,…} и чётных {n2i, i = 1, 2,...} битов, из которых биты выбираются парами. Каждая новая пара таких битов определяет приращение фазы несущего колебания на величину в соответствии с таблицей 4.2
Таблица 4.2- Приращение фазы несущего колебания от значений битов
|
Значения информационных битов |
Приращение фазы несущего колебания () |
||
|
n2i-1 |
n2i |
||
|
0 |
0 |
р/4 |
|
|
1 |
0 |
3р/4 |
|
|
1 |
1 |
-3р/4 |
|
|
0 |
1 |
-р/4 |
Если ввести обозначение для отклонения фазы радиосигнала от фазы немодулированного несущего колебания на предыдущем интервале, то новые значения отклонения фазы этого сигнала и комплексной амплитуды на текущем интервале определятся равенствами:
В результате значения вещественной и мнимой частей комплексной огибающей этого сигнала на текущем интервале времени длительностью 2Tб оказываются равными:
(4.24)
(4.25)
Из равенств (4.24), (4.25) следует, что возможные значения фазы на интервале с номером i зависят от значения фазы радиосигнала на интервале с номером (i-1). В соответствии с таблицей 4.2 новые значения кратны р/2.
На рисунке 4.19, а изображено созвездие возможных сигнальных точек для интервала с номером i, если ; аналогичное созвездие для случая, когда , представлено на рисунке 4.19, б. Общее созвездие сигнальных точек для данного способа модуляции изображено на рисунке 4.19, в и получается путем наложения рисунок 4.19, а, б друг на друга. На рисунке 4.19, в не указаны стрелками направления переходов, поскольку для каждого перехода возможны направления в обе стороны.
Важно также подчеркнуть, что при данном способе модуляции каждая новая пара информационных битов определяет не полную фазу несущего колебания, а лишь приращение этой фазы для интервала с номером i относительно полной фазы комплексной огибающей на интервале с номером (i-1). Такие методы модуляции называются относительными.
Рисунок 4.19 - Сигнальные созвездия радиосигнала с р/4-квадратурной относительной манипуляцией
4.2.6 Спектр сигнала с ФМП
Обозначив модулирующий сигнал через С(t), запишем модулированный сигнал в следующем виде:
(4.26)
где U - амплитуда носителя;
- величина изменения начальной фазы.
Такой сигнал изменяет во время модуляции свою начальную фазу от -/2 до +/2 и обратно при изменении модулирующего сигнала C(t) от 0 до 1 и обратно.
Величину
, (4.27)
характеризующую максимальное отклонение фазы от среднего значения, называют индексом фазовой манипуляции. После тригонометрических преобразований выражение (4.26) можно записать в следующем виде:
(4.28)
Для нахождения спектра ФМП-сигнала достаточно найти спектры функции cos(C(t)) и sin(C(t)). Этот метод пригоден для любых случаев. В данном случае, т.е. для прямоугольных модулирующих импульсов, можно воспользоваться для расчета более простым наглядным методом.
Рисунок 4.7, б-г показывает, что сигнал с манипуляцией на 180 можно рассматривать как сумму АМП-сигнала с вдвое большей амплитудой немодулированного колебания, фаза которого противоположна фазе несущей АМП-сигнала. Эту закономерность можно обобщить на случай любой величины фазового скачка ( <> 180). Следовательно, ФМП на угол можно рассматривать как сумму АМП-сигнала и немодулированной несущей. Отсюда можно сделать вывод, что спектр сигнала, манипулированного по фазе, совпадает по форме со спектром АМП-сигнала (за исключением несущей).
Если воспользоваться любой из двух рассмотренных выше методик, выражения для спектра ФМП имеет вид
(4.29)
Из выражения (4.29) видно, что амплитуды всех спектральных составляющих зависят от величины фазового скачка и скважности импульсной последовательности.
Для ФМП на = 180 получаются более простые выражения:
. (4.30)
Примеры спектров, рассчитанных по выражениям (4.29) и (4.30), приведены на рисунке 4.20.
Рисунок 4.20 - Спектры ФМП-сигналов
Как видно из приведенных спектров, необходимая полоса частот в два раза шире, чем для видеоимпульсов, т.е.
щ=2/ или F=2/, (4.31)
а при ФМП на = 180 и Q=2 несущая в спектре отсутствует.
Как мы убедились при передаче дискретных сообщений используется не только двухпозиционная ФМП. Все шире применяются методы квадратурной четырехпозиционной и восьмипозиционной ФМП. Величины скачка фазы сигнала в этих случаях могут принять соответственно 4 и 8 значений. Для таких случаев также применимы полученные выше результаты. Спектр боковых полос, сохраняя одну и ту же форму, при изменении величины скачка будет изменять свою амплитуду.
Для более сложных случаев, когда чередуются скачки фазы разной величины, приведенные формулы несправедливы. Спектр может изменяться значительно.
4.3 Частотная манипуляция
4.3.1 Двоичная частотная манипуляция
При двоичной частотной манипуляции частота несущего колебания с постоянной амплитудой может иметь два возможных значения и изменяется скачками в соответствии со значениями модулирующего сигнала [2]. В зависимости от того, каким образом изменения частоты вводятся в передаваемое высокочастотное колебание, получающийся частотно-манипулированный сигнал (ЧМП сигнал) будет иметь либо разрывную, либо непрерывно изменяющуюся мгновенную фазу между двумя соседними битами. В общем случае ЧМП сигнал можно представить следующим образом:
(при передаче 1),
(при передаче 0),
где определяет смещение частоты от её номинального значения.
Временная диаграмма для ЧМП сигнала приведена на рисунке 4.21, б.
Очевидный способ формирования ЧМП сигнала состоит в том, чтобы коммутировать выходные сигналы двух независимых генераторов гармонических колебаний в соответствии со значениями модулирующего сигнала (рисунок 4.22).
В этом случае формируемый радиосигнал будет иметь разрывную фазу в момент переключения и его можно представить как сумму двух сигналов с амплитудной манипуляцией (рисунок 4.21, в, г).
Рисунок 4.21 - Абсолютная и относительная фазовая манипуляция
Рисунок 4.22 - Структурная схема частотного манипулятора с разрывом фазы
Такие сигналы обычно называют ЧМП сигналами с разрывной фазой, которые можно представить следующими выражениями:
(при передаче 1), (4.32)
(при передаче 0). (4.33)
Разрывность фазы здесь является нежелательным свойством радиосигнала, приводящим к расширению спектра в радиоканале. Результирующий спектр ЧМП сигналов с разрывной фазой, состоящий из двух спектров АМП сигналов приведён на рисунке 4.23.
Рисунок 4.23 - Спектр ЧМП-сигнала с разрывом фазы
Необходимая ширина спектра, очевидно, равна
, (4.34)
т.е. больше, чем при АМП, на величину щmin-щmax.
В системах телемеханики такой метод получения сигналов с ЧМП практически не применяется.
Обычно для ЧМП изменяют скачкообразно один из параметров генератора несущих колебаний. При таком изменении параметра частота генерируемых колебаний также изменяется скачком, но без разрыва фазы (рисунок 4.21, д). Отсутствие скачкообразного изменения фазы существенно сказывается на спектре сигнала с ЧМП. Важно отметить, что при разрывном модулирующем сигнале отклонение фазы от фазы несущего колебания пропорционально интегралу от и, следовательно, является непрерывной функцией.
На рисунке 4.24 представлена функциональная схема устройства формирования ЧМП сигнала с непрерывной фазой при двоичном модулирующем сигнале. Основным элементом этого модулятора является генератор гармонического несущего колебания, частота которого может управляться напряжением модулирующего сигнала.
Рисунок 4.24 - Функциональная схема устройства формирования ЧМП сигнала с непрерывной фазой
Поток информационных битов сначала преобразуется в модулирующий сигнал С(t) - последовательность прямоугольных импульсов положительной и отрицательной полярности, амплитуды которых выбираются такими, чтобы обеспечить требуемое значение индекса частотной модуляции
(4.35)
где Fс = 1/Tс обычно называют частотой манипуляции.
Начальная фаза несущего колебания в каждом канальном символе в данном случае не определена; поэтому данный модулятор формирует некогерентный ЧМП сигнал. Полосовой фильтр ослабляет возможные внеполосные гармонические колебания, которые могут появиться из-за нелинейности динамической характеристики усилителя.
На рисунке 4.25 тонкими линиями изображена фазовая решетка ЧМП сигнала с непрерывной фазой.
Рисунок 4.25 - Фазовая решётка и фазовая траектория ЧМП сигнала с непрерывной фазой
Жирной ломаной линией здесь представлена возможная фазовая траектория - отклонения мгновенной фазы сигнала от текущей фазы немодулированного несущего колебания. Эта траектория соответствует последовательности импульсов положительной и отрицательной полярности модулирующего сигнала, указанной на этом же рисунке вдоль оси времени.
Отрезки траектории с положительным значением производной этой траектории по времени соответствуют более высокой частоте несущего колебания , а отрезки с отрицательным значением производной - более низкой частоте по сравнению с частотой немодулированного несущего колебания. Найдём этот спектр, предполагая, что модулирующим сигналом C(t) является последовательность прямоугольных импульсов (рисунок 4.21, а) с периодом T=2р/ї.
Тогда ЧМП-сигнал можно записать в виде
,(4.36)
где U- амплитуда носителя;
щ=2рf- девиация частоты, т.е. величина максимального отклонения мгновенной частоты от несущей.
После тригонометрического преобразования получим
, (4.37)
где - изменение фазы в результате частотной манипуляции.
График изменения фазы приведён на рисунке 4.26, б, где частота изменяется через равные промежутки времени от нижней рабочей частоты к верхней и обратно.
Рисунок 4.26 - Закон изменения частоты и фазы при ЧМП
Легко найти, что переходная фаза будет меняться по пилообразному закону, так как
,
или
,
где m=щ/ - индекс частотной манипуляции.
В выражении (4.37) и - периодические функции, так как изменение фазы происходит периодически. Периодические функции и можно разложить в ряды Фурье
и тем самым найти спектр сигнала.
При вычислении коэффициентов , и следует учесть, что в интервале времени от 0 до Т/2 (или р) фаза изменяется по закону в интервале времени от Т/2 (или р) до Т (или 2р) - по закону . Тогда для функции получим
при чётном k; при нечётном k получается .
при всех k.
Аналогично для функции получим:
при нечётном k и при чётном k.
В результате напряжение после частотной манипуляции записывается в виде
Заменив произведение косинусов и произведение синуса на косинус, окончательно получим
Таким образом, спектр состоит из колебаний на несущей частоте и на боковых частотах , как в случае гармонического модулирующего сигнала , но амплитуды колебаний другие.
Примеры спектров ЧМП-сигналов, рассчитанных по выражению 4.38, показаны на рисунке 4.27.
Из рисунка 4.27 видно, что форма спектра сильно зависит от индекса модуляции и при индексах модуляции, близких к 1, основная энергия содержится в несущей и двух первых боковых. Отсюда можно сделать вывод, что ширина спектра ЧМП может быть определена из выражения
. (4.39)
В заключение следует отметить, что спектр становится несимметричным относительно несущей частоты при скважности, отличной от двух.
Рисунок 4.27 - Примеры спектров ЧМП-сигналов
4.3.2 Частотная манипуляция с минимальным сдвигом
Манипуляция с минимальным сдвигом (ММС) может рассматриваться как фазовая или как частотная модуляция с непрерывной фазой. Основная особенность этого способа модуляции состоит в том, что приращение фазы несущего колебания на интервале времени, равном длительности одного символа, всегда равно + 90° или -90° в зависимости от знаков символов модулирующего сигнала. Например, фаза несущего колебания в начале очередного импульса модулирующего сигнала равна ; далее, фаза несущего колебания, линейно нарастая к концу этого импульса, достигает значения , или, линейно убывая, к концу импульса достигает значения . Поскольку на интервале каждого очередного импульса модулирующего сигнала мгновенная фаза несущего колебания, отклоняясь от фазы немодулированного гармонического колебания, изменяется линейно, увеличиваясь или уменьшаясь, то мгновенная частота такого радиосигнала будет изменяться скачками(см. рисунок 4.26). Таким образом, ММС сигнал является частным случаем ЧМП сигнала с непрерывной фазой у которого частота модулированного радиосигнала дискретно принимает значения верхней и нижней частот в соответствии с выражением
где - центральная частота используемого канала;
F- частота модулирующей битовой последовательности, вид которой определяет порядок смены частоты и .
Название данного метода модуляции объясняется тем, что разнос или сдвиг частот является минимально возможным, при котором на интервале длительности одного бита обеспечивается ортогональность колебаний с частотами и .
Рассмотрим принцип формирования радиосигнала, модулированного в соответствии с методом ММС.
Последовательность ni входных информационных битовых импульсов модулятора разделяется на две последовательности, состоящие из нечётных и чётных импульсов. Выходной сигнал модулятора S(t) определяется выражением:
где A - амплитуда сигнала; . Выбор знаков «плюс» или «минус» в выражении (4.41) определяется алгоритмом, приведённым в таблице 4.3.
Таблица 4.3 - Метод MMC
|
Нечётный бит n2i-1 |
Чётный бит n2i |
Модулированный сигнал S(t) |
|
|
1 |
1 |
||
|
1 |
-1 |
||
|
-1 |
1 |
||
|
-1 |
-1 |
Очевидно, что сигнал S(t) на протяжении i-го интервала Tб зависит от состояния текущего i-го и предыдущего (i-1)-го бита.
Структурная схема модулятора, формирующего сигнал ММС, изображена на рисунке 4.28, а временные диаграммы, объясняющие работу схемы, представлены на рисунке 4.29.
Рисунок 4.28 - Структурная схема модулятора, формирующего сигнал ММС
Схема работает следующим образом. Демультиплексор DD1 разделяет входную битовую последовательность ni на две последовательности нечётных n2i-1 и чётных n2i бит. Преобразователь уровней DA1 и DA2 при входных уровнях “единица” или “ноль” формирует соответственно исходные уровни “единица” или “минус единица”, при этом сигналы bI и bQ представляют собой последовательности преобразованных по уровню нечётных и чётных бит сигнала ni, растянутых во времени вдвое. Сигнал bQ на первом интервале Tб изображён в предположении, что предыдущий бит входного сигнала является нулём. Отметим, что для каждого интервала Tб значение bI и bQ является той парой нечётного и чётного бит, которая служит аргументом алгоритма, приведённого в таблице 4.3.
...Подобные документы
Общие сведения о радиотехнических сигналах, их спектральное представление. Анализ периодических сигналов посредством рядов Фурье. Преобразование заданного графического изображения импульса в аналитическую форму, его разложение в тригонометрический ряд.
курсовая работа [1,1 M], добавлен 28.12.2011Зависимость помехоустойчивости от вида модуляции. Схема цифрового канала передачи непрерывных сообщений. Сигналы и их спектры при амплитудной модуляции. Предельные возможности систем передачи информации. Структурная схема связи и её энергетический баланс.
контрольная работа [1,2 M], добавлен 12.02.2013Методы и средства определения частоты электрических сигналов. Временное и спектральное представление. Сигналы электросвязи. Ширина полосы частот сигнала. Конструкция передающей трубки. Графики, иллюстрирующие работу устройства цифрового частотомера.
контрольная работа [490,4 K], добавлен 10.01.2014Частота дискретизации радиосвязи при дельта–модуляции. Оценка линейной дельта–модуляции. Выбор оптимального шага квантования входного сигнала, схемы дельта-модуляторов. Общие сведения об адаптивно-разностной ИКМ. Сравнение цифровых систем кодирования.
контрольная работа [1,5 M], добавлен 17.03.2011Координатные и энергетические сигналы, их дополнительная коррекция. Выходные сигналы в гамма-камере. Завершение процесса накопления. Цифровая амплитудная селекция. Структурная схема линейной коррекции координат. Вычислитель поправок координатных сигналов.
контрольная работа [426,0 K], добавлен 14.01.2011Сигналы и их характеристики. Линейная дискретная обработка, ее сущность. Построение графиков для периодических сигналов. Расчет энергии и средней мощности сигналов. Определение корреляционных функций сигналов и построение соответствующих диаграмм.
курсовая работа [731,0 K], добавлен 16.01.2015Дискретные способы модуляции, основанные на дискретизации непрерывных процессов как по амплитуде, так и по времени. Преимущество цифровых методов записи, воспроизведения и передачи аналоговой информации. Амплитудная модуляция с одной боковой полосой.
реферат [1,7 M], добавлен 06.03.2016Характеристики векторного пространства. Прием дискретных сигналов с неопределенной фазой. Их преобразование в электрические. Эффективная ширина спектра импульса. Спектры фазомодулированных и частотно-модулированных колебаний. Гармонический синтез функции.
контрольная работа [899,3 K], добавлен 02.07.2013Расчет технических характеристик цифровой системы передачи непрерывных сообщений. Параметры источника непрерывных сообщений. Изучение процесса дискретизации и преобразования случайного процесса в АЦП. Принцип работы модулятора и оптимального приемника.
курсовая работа [1,2 M], добавлен 27.09.2012Структурная схема сети передачи дискретной информации. Причины возникновения линейных и нелинейных искажений в СПДИ, нормирование АЧХ и ФЧХ. Тип переносчика, формы модуляции и спектры сигналов при передаче ДИ. ЕЭС прямоугольной и синусоидальной формы.
контрольная работа [235,5 K], добавлен 01.11.2011Цифровая обработка сигналов и ее использование в системах распознавания речи, дискретные сигналы и методы их преобразования, основы цифровой фильтрации. Реализация систем распознавания речи, гомоморфная обработка речи, интерфейс записи и воспроизведения.
дипломная работа [1,1 M], добавлен 10.06.2010Назначение и виды модемов – устройств для передачи данных. Специфика формирования сигналов в источнике бесперебойного питания. Модуляторы с непосредственным и с косвенным воздействием на частоту генератора. Многократная относительная фазовая модуляция.
контрольная работа [120,2 K], добавлен 01.11.2011Разработка устройства преобразования аналоговых сигналов на базе микроконтроллера PIC16F877 и ЦАП AD5346, осуществляющее преобразование в последовательность двоичных кодов, обработку кодов и преобразование результатов обработки в аналоговые сигналы.
курсовая работа [1,6 M], добавлен 06.06.2012Требования к микросхемам аналогового интерфейса связи. Спектр мощности речевого сигнала. Характеристика сигналов аналоговых сообщений. Последовательность импульсов при передаче точек. Восстановление цифровых сигналов. Уплотнение каналов в телефонии.
презентация [850,5 K], добавлен 22.10.2014Понятие сигнала, под которым понимают как техническое средство для передачи, обращения и использования информации - электрический, магнитный, оптический сигнал; так и физический процесс, представляющий материальное воплощение информационного сообщения.
презентация [1,8 M], добавлен 14.09.2010Спектральные характеристики периодических и не периодических сигналов. Импульсная характеристика линейных цепей. Расчет прохождения сигналов через линейные цепи спектральным и временным методом. Моделирование в средах MATLAB и Electronics Workbench.
лабораторная работа [774,6 K], добавлен 23.11.2014Исследование основных принципов цифровой системы передачи непрерывных сообщений с импульсно-кодовой модуляцией по каналу с шумом. Расчет источника сообщения, дискретизатора, кодера, модулятора, канала связи, демодулятора, декодера, фильтра-восстановителя.
курсовая работа [545,1 K], добавлен 10.05.2011Требуемая импульсная характеристика ФНЧ. Работа разветвителя-дециматора: формирование входного сигнала; оценка работы устройства. Спектры действительной и мнимой составляющих сигнала. Схема переноса спектра устройства. Сигналы на выходах дециматоров.
курсовая работа [1,8 M], добавлен 12.07.2011Принципы формирования сигнала яркости Еy и цветоразностных сигналов Еr-y, Еb-y и их обратное преобразование в исходные сигналы основных цветов Er, Ев, Eg канала изображения ТВ приемника, зарисовки их осциллограмм. Подбор коэффициентов матрицирования.
контрольная работа [1,5 M], добавлен 04.03.2011Исследование основных свойств сложных и псевдошумовых сигналов. Метод инвертирования полного периода последовательности. Метод инвертирования части периода последовательности. Выводы по исследованию Кодов Голда. Сигналы типа "белый гауссовский шум".
курсовая работа [593,0 K], добавлен 14.11.2012
