Телемеханика. Часть 1. Сообщения и сигналы
Общие сведения о сигналах. Спектры периодических сигналов и необходимая ширина полосы частот. Преобразование непрерывных сообщений в дискретные сигналы. Непрерывная, импульсная и цифровая модуляции. Модуляторы и демодуляторы и их виды, фазовые измерители.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | курс лекций |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 26.09.2015 |
| Размер файла | 5,5 M |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Таким образом, при изменении тока эмиттера VT1 в зависимости от С(t)будет изменяться и магнитный поток от обмотки WУ1, что приведет к изменению магнитной проницаемости , а следовательно, частота генератора будет изменяться пропорционально модулирующему сообщению C(t).
5.5.4 Управление частотой генератора изменением сопротивления
В зависимости от вида частотно-зависимой обратной связи RC-генераторы могут быть разделены на две группы: RC-генераторы с мостом Вина (см. рисунок 5.23) и цепочечные (см. рисунок 5.24).
Рисунок 5.23 - Генератор c мостом Вина
Рисунок 5.24 - Цепочечный RC-генератор
Зависимости частоты этих генераторов от параметров частотно-зависимых цепей можно представить соответственно в виде
; (5.30)
. (5.31)
Очевидно, управлять частотой RC-генератора можно, включив в любую ветвь его частотно-зависимой цепи соответствующий параметрический преобразователь (R или С).
В качестве резистивных преобразователей могут быть применены терморезисторы, фоторезисторы, а также активные сопротивления.
На рисунке 5.25 приведен частотный модулятор на базе дифференциального усилителя, где в качестве регулируемого сопротивления пропорционально модулирующему сообщению С(t)использован биполярный транзистор VT4. Частота этого генератора определяется из выражения (5.31).
Рисунок 5.25 - Частотный модулятор на базе дифференциального усилителя
5.5.5 Управление частотой генератора изменением емкости
Управлять частотой генератора можно непосредственно изменением емкости фазо-сдвигающей цепи RC-генератора.
На рисунке 5.26 изображен генератор, предназначенный для работы с емкостным датчиком.
Рисунок 5.26 - Генератор с управляемой емкостью
Резистор R1 представляет собой малоинерционный термистор, а конденсатор СХ - первичный датчик. Частота колебаний построенного по такой схеме RC-генератора
. (5.32)
Если подобрать параметры моста таким образом, чтобы второй член в скобках был мал по сравнению с единицей, то получится генератор с линейной зависимостью периода колебаний от величины СХ. В качестве управляющих емкостей RC генераторов с фазирующей цепочкой могут быть использованы кремниевые стабилитроны, на которые подается управляющее напряжение и постоянное напряжение смещения.
На рисунке 5.27 приведена схема частотного модулятора на операционном усилителе.
Частота его входного сигнала определяется выражением
. (5.33)
С помощью конденсатора С1 можно изменять частоту в широких пределах. Закон изменения частоты показан на рисунке 5.28. Цепь R4, VD1, VD2 обеспечивает быструю установку уровня выходного сигнала до амплитуды 2 В.
Рисунок 5.27 - Схема частотного модулятора
Рисунок 5.28 - Зависимость частоты на операционном усилителе колебаний от емкости С1
5.6 Детекторы ЧМ-сигналов
Напряжение на выходе частотного детектора должно воспроизводить закон изменения мгновенной частоты модулированного колебания. Представив ЧМ-сигнал в форме
, (5.34)
получим для идеального частотного детектора следующую функциональную связь:
, (5.35)
где представляет собой мгновенное значение частотного отклонения входного сигнала;
КЧД - коэффициент передачи частотного детектора, выраженный в вольтах на единицу угловой частоты.
Предполагается, что щ(t), а следовательно и UВЫХ (t) являются медленными функциями времени. Для выделения UВЫХ (t) из ЧМ-сигнала, спектр которого состоит только из высокочастотных составляющих (несущая частота щ1 и боковые частоты модуляции щ1 n), необходимо нелинейное устройство. Следовательно, частотный детектор обязательно должен включать в себя нелинейный элемент. Однако в отличие от амплитудного детектора одного лишь нелинейного элемента недостаточно для образования частот сообщения. Действительно, при рассмотрении ВАХ нелинейных элементов в разделе 5.2 видно, что при постоянстве амплитуды входного сигнала нелинейный элемент не реагирует на изменение частоты этого сигнала. Иными словами, нелинейность таких устройств, как диод, транзистор, проявляется лишь при изменении величины действующего на них напряжения, но не при изменении частоты или, в общем случае, скорости изменения сигнала. Поэтому обычный частотный детектор представляет собой сочетание следующих двух основных частей: избирательной линейной системы, преобразующей частотную модуляцию в амплитудную; амплитудного детектора.
При правильном построении схемы частотного детектора изменение амплитуды входного сигнала не должно влиять на величину выходного напряжения. Поэтому в состав частотного детектора должно входить устройство для ограничения амплитуды входного сигнала.
В качестве линейной системы может быть использована любая электрическая цепь, обладающая неравномерной частотной характеристикой: RL, RC- фильтры и колебательные контуры.
5.6.1 Частотные дискриминаторы на расстроенном контуре
Принципиальная схема дискриминатора на расстроенном контуре показана на рисунке 5.29.
Если резонансная частота контура щp отличается от средней частоты модулирующего колебания, то изменение амплитуды напряжения на контуре UK повторяет изменение частоты входного напряжения. Преобразование ЧМ в АМ для случая гармонической модуляции частоты показано на рисунке 5.30. Изменение амплитуды UK с помощью диода VD1 преобразуется в низкочастотные напряжения, которое выделяется на апериодической нагрузке RC.
Как видно из рисунка 5.30 для неискаженной демодуляции, рабочая точка должна устанавливаться на скате резонансной кривой.
Дискриминатор с одиночным контуром обладает весьма ограниченным линейным участком резонансной кривой, и, кроме того, при отсутствии полезного сообщения на выходе имеется постоянное напряжение UП. Лучшие результаты могут быть получены в дискриминаторе с двумя взаимно расстроенными контурами (см. рисунок 5.31).
Как видно из рисунка 5.30 для неискаженной демодуляции, рабочая точка должна устанавливаться на скате резонансной кривой.
Рисунок 5.29 - Частотный дискриминатор на расстроенном контуре
Рисунок 5.30 - Преобразование ЧМ в АМ
Рисунок 5.31 - Частотный дискриминатор с двумя взаимно расстроенными контурами
Дискриминатор с одиночным контуром обладает весьма ограниченным линейным участком резонансной кривой, и, кроме того, при отсутствии полезного сообщения на выходе имеется постоянное напряжение UП. Лучшие результаты могут быть получены в дискриминаторе с двумя взаимно расстроенными контурами (см. рисунок 5.31).
В этой схеме избирательным линейным элементом являются контуры L1C1 и L2C2. Контур L1C1 настраивается на частоту щmax=щ1+щp, контур L2C2 - на частоту щmin=щ1-щp. Для неискажённой демодуляции необходимо, чтобы расстройка LC-контуров в 1,5-1,25 раз превышала максимальную относительную девиацию частоты. При расстройке контуров на большую величину, наряду с уменьшением нелинейности и сокращением рабочего участка происходит также существенное снижение чувствительности дискриминатора.
Таким образом, как следует из рисунков 5.31 и 5.32, изменения частоты входного напряжения преобразуются в колебания выходного сигнала с частотой полезного сообщения , которые выделяются на резисторах R1 и R2 как разность двух выпрямленных на диодах VD1 и VD2 напряжений U1 и U2. Поскольку контуры расстроены относительно частоты щ1 на щP, амплитуды напряжений U1 и U2 (см. рисунок 5.31) при частоте щ1 (см. рисунок 5.32) одинаковы и равны
,(5.36)
где UP - амплитуда напряжения при резонансной частоте;
- постоянная времени контура; Q -добротность контура.
При отклонении частоты подводимого колебания от щ1 на величину щt<щP (см. рисунок 5.32) напряжение на одном из контуров увеличивается, а на другом уменьшается и на выходе появляется напряжение с амплитудой и полярностью пропорционально отклонению частоты от частоты немодулированного носителя. Если сложить резонансные кривые контуров L1C1 и L2C2, то получится результирующая кривая дискриминатора, представляющая собой зависимость напряжения на выходе от частоты входного сигнала (жирная линия на рисунке 5.32).
Рисунок 5.32 - Амплитудно-частотная характеристика дискриминатора с двумя взаимно расстроенными контурами
5.6.2 Частотный дискриминатор с двумя связанными контурами (см. рисунок 5.33)
В качестве линейного избирательного элемента используются контуры L1C1 и L2C2. Связь между первичным и вторичным контурами может быть емкостной, индуктивной или индуктивно-емкостной. В рассматриваемой схеме емкостная связь между контурами осуществляется конденсатором связи CСВ. Оба контура настроены на одну и ту же частоту 1.
Принцип действия такого дискриминатора базируется на свойстве связанных контуров: если один из связанных контуров возбуждать сигналом с частотой равной частоте их настройки, то во втором контуре наводится напряжение, сдвинутое на угол 900 относительно напряжения на первом; если частота сигнала отлична от частоты настройки контуров, то во втором контуре наводится напряжение, сдвинутое на угол, отличный от 90о относительно напряжения на первом контуре.
Рисунок 5.33 - Частотный дискриминатор на связанных контурах
Пусть на вход транзистора VT1 подается сигнал с частотой щ1. Входное напряжение каждого частотно-избирательного контура U' и U” является геометрической суммой двух составляющих напряжения U1 на контуре L1C1 и половины напряжения на контуре L2C2--U2 (рисунок 5.34,а).
На выходе вторичного контура L2C2 диоды VD1 и VD2 включены так, чтобы выходное напряжение дискриминатора было равно разности напряжений на нагрузках R1C3 и R2C4, т.е.
(5.37)
В данном случае, согласно рисунку 5.34,а, векторы U' и U” имеют одинаковую длину, а поэтому UВЫХ=0.
Рисунок 5.34 - Векторные диаграммы напряжений частотногодискриминатора со связанными контурами
При отклонении частоты сигнала от щ1 на щt получаются векторные диаграммы, приведенные на рисунке 5.34,б, в, из которых видно, что U'U”, т.е. на выходе появляется напряжение, пропорциональное фазовому сдвигу между напряжениями U1 и U2, а следовательно, пропорциональное девиации частоты.
Следует отметить, что поведение системы состоящей из двух связанных контуров, настроенных на одну и ту же частоту, сильно зависит от коэффициента связи между ними. Кроме того, АЧХ имеет малую крутизну, а, следовательно, уровень полезного сигнал настолько мал, что трудно обеспечить достаточно большое отношение сигнала к шуму, обусловленное паразитной амплитудной модуляцией, источниками питания и внешними наводками. Получение хорошей формы АЧХ возможно только при щ/щ1 << 0,075. В этом случае дискриминатор со связанными контурами имеет большую чувствительность и линейность.
При щ/щ1 0,075 его характеристики значительно ниже, чем, например, у частотного дискриминатора с расстроенными контурами, следовательно, он менее приемлем для преобразования быстроменяющейся частоты.
Недостатком частотного дискриминатора на связанных контурах является необходимость предварительного ограничения сигналов для устранения паразитной амплитудной модуляции. От этого недостатка свободен дробный детектор.
5.6.3 Дробный детектор
В данном детекторе амплитудное ограничение происходит в самой схеме. Принципиальная схема дробного детектора показана на рисунке 5.35. Векторные диаграммы, поясняющие его работу, аналогичны рассмотренным выше.
Рисунок 5.35 - Принципиальная схема дробного детектора
Основные отличия дробного детектора от частотного дискриминатора на связанных контурах состоят в том, что полярность диода VD2 заменена на обратную, параллельно конденсаторам C3 и C4 подключен конденсатор С5 большой емкости, а входное напряжение снимается между промежуточными точками соединения конденсаторов С3 и С4 и резисторов R1 и R2. При этом C5>>C1=C2, R1 = R2.
В данном случае ток диода VD1 заряжает конденсатор С1 создавая на нем выпрямленное напряжение U', а ток диода VD2 конденсатор С4, создавая на нем выпрямленное напряжение U”. Поскольку полярность этих напряжений совпадает, то напряжение на конденсаторе С5 равно U3=U'+U”, а выходное напряжение равно
. (5.38)
Отсюда и название - детектор отношений. В процессе детектирования U3 остается постоянной величиной по двум причинам:
- U'+U”const, что видно при рассмотрении векторных диаграмм (см. рисунок 5.34);
- C5 - емкость большой величины, следовательно, напряжение на ней остается постоянным в процессе модуляции.
В зависимости от частоты входного сигнала возможны следующие ситуации:
Статические характеристики дробного детектора такие же, как и частотного детектора на связанных контурах.
5.6.4 Импульсно-счетный частотный детектор
Принцип действия импульсно-счетного детектора основан на преобразовании синусоидального переменного напряжения в импульсы, амплитуда и длительность которых постоянны и практически не зависят от частоты. Среднее значение тока в цепи с такими импульсами прямо пропорционально количеству их в единицу времени, т.е. частоте, что позволяет получить характеристику зависимости выходного напряжения от частоты входного сигнала, близкую к линейной.
Структурная схема импульсно-счетного частотного детектора представлена на рисунке 5.36. Она состоит из усилителя ограничителя, выделителя переднего фронта импульса, формирователя импульсов постоянной длительности и фильтра нижних частот, выполняющего функцию интегратора.
Рисунок 5.36 - Импульсно-счетный частотный детектор
На рисунке 5.37 представлены временные диаграммы, поясняющие принцип действия описываемого детектора
Спектр импульсов на выходе формирователя F2 наряду с высокочастотными составляющими содержит спектральные составляющие модулирующего низкочастотного сигнала, которые выделяются в фильтре нижних частот. В результате этого на выходе детектора получается низкочастотный сигнал, воспроизводящий закон изменения частоты подводимого частотно-модулирован-ного сигнала.
Принципиальная схема импульсно-счетного частотного детектора на интегральных микросхемах приведена на рисунке 5.38.
Входной ЧМ-сигнал подают на формирователь импульсов (DD1.1 и DD1.2). Цепь VD2, C2 задерживает сигнал с выхода элемента DD1.2. На нижний по схеме вывод элемента DD1.3 приходит незадержанный сигнал. Когда на выходе элемента DD1.1 присутствует напряжение низкого уровня, конденсатор С2 медленно заряжается входным током элемента DD1.3, а когда высокого - быстро разряжается. Таким образом, длительность импульсов на выходе пропорциональна задержке, а постоянная составляющая импульсной последовательности - модулирующему сигналу.
Рисунок 5.37 - Временные диаграммы работы импульсно-счетного частотного детектора
Рисунок 5.38 - Детектор ЧМ-сигналов на цифровых
5.7 Фазовые модуляторы
Под фазовой модуляцией, как указывалось выше, понимается изменение фазы несущего колебания по закону изменения модулирующего напряжения. Эта задача может быть решена различными способами.
5.7.1 Фазовый модулятор с изменением расстройки колебательного контура
Схема подобного модулятора представлена на рисунке 5.39.
Реактивный полевой транзистор VT1, с помощью которого осуществляется изменение резонансной частоты контура, включен параллельно контуру L1C4 усилителя, собранного на транзисторе VT2. Сигнал на усилитель подается от стабильного и независимого генератора с частотой щ1 через конденсатор связи С3. Конденсатор С1 и резистор R1 являются элементами реактивного полевого транзистора. Емкость С2 является блокировочной. Она представляет собой короткое замыкание для токов высокой частоты и очень большое сопротивления для модулирующего сигнала с частотой .
Все сказанное о работе реактивного транзистора в подраздел 5.5.1 полностью остается применимым и к случаю фазового модулятора, лишь с той разницей, что изменение резонансной частоты контура приводит не к изменению частоты генерации, а к изменению фазы напряжения на контуре.
Связь между относительным изменением резонансной частоты контура щ/щP и фазовым изменением легко может быть представлена на основании выражения для фазовой характеристики контура.
. (5.39)
Приравнивая и подставляя (где щg - максимальное изменение частоты), получаем
. (5.40)
Достоинство рассмотренного фазового модулятора - это возможность обеспечения высокой стабильности средней частоты путём применения кварцованного задающего генератора. Недостаток - малые значения иmax.
Получить позволяют импульсно-фазовые модуляторы.
5.7.2 Импульсно-фазовый модулятор (ИФМ)
Схема импульсно-фазового модулятора представлена на рисунке 5.40, а временные диаграммы, поясняющие её работу,- на рисунке 5.41.
Рисунок 5.40 - Структурная схема импульсно-фазового модулятора
Высокочастотные колебания UH(t)от кварцевого генератора с частотой щ1 запускают генератор линейно-изменяющегося напряжения, которое поступает на один из входов схемы сравнения (СС). На второй вход СС поступает модулирующее напряжение С(t). На выходе СС получаем одностороннюю ШИМ. Из импульсов ШИМ формирователем F1 выделяется передний фронт импульсов. В результате получаем ФИМ-сигнал. Затем формирователем F2 формируются импульсы одинаковой длительности, первые гармоники которых и боковые частоты модуляции выделяются резонансным усилителем (РУ). При соответствующей форме пилообразного напряжения импульсы 4 могут перемещаться во время модуляции в пределах (250-280)0 и max=(125-140)0.
Рисунок 5.41 - Временные диаграммы работы ИФМ
Достоинством импульсно-фазового модулятора является возможность получения больших индексов модуляции и высоких значений стабильности частоты несущего колебания.
5.8 Фазовые детекторы (ФД)
Одним из перспективных направлений приема ФМ-сигналов является синхронное детектирование гармонических колебаний. Оно позволяет значительно повысить помехоустойчивость и линейность детектирования. Сущность синхронного детектирования заключается в том, что на вход детектора вместе с напряжением ФМ-сигнала подают напряжение опорного генератора (гетеродина), совпадающее по частоте и фазе с несущей частотой ФМ-сигнала. Для получения синхронного напряжения опорного генератора можно использовать следящий фильтр или систему фазовой автоподстройки частоты, которая более надежна и легко реализуется на универсальных микросхемах.
5.8.1 Перемножающие детекторы
В качестве перемножающегося детектора можно использовать дифференциальный усилитель (см. рисунок 5.42).
Рисунок 5.42 - Фазовый детектор на дифференциальном усилителе
Работа схемы основана на распределении коллекторного тока транзистора VT3, изменяющегося под действием опорного напряжения UОП(t), между транзисторами дифференциального каскада VT1 и VT2, на вход которого подается напряжение UФМ(t), сдвинутое относительно опорного на угол , пропорциональный модулирующему сообщению. На выходе дифференциального каскада выделяется напряжение, пропорциональное разности постоянных составляющих коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2.
Пусть на схему подаются напряжения и , причём каскад на транзисторе VT3 работает в линейном режиме. Конденсаторы С1 и С2 образуют с нагрузочными резисторами R1 и R2 фильтры нижних частот, постоянные времени которых значительно больше периода входных напряжений. Практически ёмкость конденсаторов выбирается из условия
.(5.41)
При этом выходное напряжение ФД определяется постоянными составляющими Ik1 и Ik2 коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2, которые равны
В симметричной схеме (1=2, R1=R2) при отсутствии внешнего напряжения смещения UСМ и внутреннего напряжения смещения нуля коэффициенты а0 = b0 = 1 и a1 =b1. Поэтому выходное напряжение ФД равно
.(5.42)
Из выражения (5.42), определяющего характеристику детектирования схемы, видно, что нормированной характеристикой ФД в рассматриваемом режиме работы является косинусоида, выходное напряжение ФД прямо пропорционально амплитуде U2.
Если на вход UФМ(t)подавать гармонический сигнал, а на вход
UОП(t)- импульсный, то форма нормированной характеристики изменяется от косинусоидальной до линейной в зависимости от величины амплитуды U1. Если оба входных сигнала импульсные, нормированная характеристика линейна независимо от их амплитуд.
В заключение следует отметить, что, так как в схеме не используются трансформаторы, то она может применяться в широком частотном диапазоне.
5.8.2 Фазовые измерители (см. рисунок 5.43)
Фазовый сдвиг между двумя импульсными последовательностями одной частоты можно определить с помощью схемы измерителя, приведенной на рисунке 5.43,а. В зависимости от взаимного соотношения входных сигналов на выходе D-триггеров формируются различные сигналы, постоянная составляющая которых определяет фазовый сдвиг. Эта составляющая выделяется на RC-фильтре.
Принцип работы и основные характеристики измерителя можно определить из эпюр сигналов, приведенных на рисунке 5.43,б-г.
Рисунок 5.43 - Фазовый детектор на интегральных микросхемах
В зависимости от взаимного положения входных сигналов меняется форма сигналов на выводах 5 и 9 микросхемы DD1.
На рисунке 5.43,б сигнал UВХ1 опережает сигнал UВХ2, на рисунке 5.43,в сигнал UВХ1 отстает от сигнала UВХ2, а на рисунке 5.43,г эти сигналы совпадают.
В качестве формирователя импульсной последовательности можно использовать компаратор или триггер Шмитта.
5.9 Амплитудно-импульсные модуляторы
Модуляторы АИМ-сигналов строятся на базе аналоговых ключей и коммутаторов. Лучшими характеристиками обладают транзисторные модуляторы. Эти модуляторы выполняют как на биполярных, так и на полевых транзисторах.
Модуляторы на биполярных транзисторах используют в тех случаях, когда требуется гальваническая развязка между датчиком и управляющим сигналом. Если же сопротивление источника сигнала более 500 кОм, то следует применять полевые транзисторы.
Основным недостатком модулятора является то, что при отсутствии входного сигнала на его выходах присутствует постоянное напряжение, возникающее за счет токов утечки и импульсных сигналов, связанных с паразитными межэлектродными емкостями активных элементов. С этой точки зрения полевые транзисторы предпочтительнее, так как емкость затвор-канал у них значительно меньше межэлектродной емкости биполярных транзисторов.
5.9.1 Модулятор на биполярных транзисторах
Работа модулятора (рисунок 5.44) основана на поочередном открывании и закрывании транзисторов (рисунок 5.45).
Рисунок 5.44 - Амплитудно-импульсный модулятор
Рисунок 5.45 - Временные диаграммы на биполярных транзисторах работ модулятора
Когда импульс положительной полярности приходит на базу VT1, то транзистор открывается и входной сигнал С(t)проходит на выход. В следующий полупериод сигнала UH(t)положительный импульс открывает транзистор VT2, транзистор VT1 закрывается. Выход подключается к нулевой шине. Важным фактором в работе схемы является равенство остаточных напряжений. Для выравнивания этих напряжений служит резистор R1.
В импульсном модуляторе (см. рисунок 5.46) транзистор VT1 работает в линейном режиме как эмиттерный повторитель, а транзистор VT2 - в ключевом режиме. Источником питания транзистора VT2 является напряжение в эмиттере VT1. При отсутствии на входе 1 гармонического сигнала на выходе существует импульсный сигнал с амплитудой 5 В. Изменение напряжения в базе VT1, вызванное гармоническим сигналом на входе 1, вызывает изменение коллекторного напряжения VT2. На выходе появляется модулированный сигнал. В схеме можно получить 100 %-ю АИМ-I. Если на выходе подключить колебательный контур, настроенный на первую гармонику импульсного сигнала, то можно получить АМ гармонического сигнала.
Рисунок 5.46 - Импульсный модулятор
Для уменьшения ошибки из-за остаточного напряжения, сопротивления в открытом состоянии и токов утечки в закрытом используются операционные усилители совместно с биполярными или полевыми транзисторами.
5.9.2 Модулятор на полевых транзисторах и операционном усилителе (рисунок 5.47)
Такие модуляторы получили распространение благодаря простоте структур и большому динамическому диапазону модулирующих сигналов. В схеме (рисунок 5.47,а) полевые транзисторы включены в цепь обратной связи, поэтому действующая величина их сопротивления в открытом состоянии уменьшается в К раз.
Рисунок 5.47 - Модулятор на полевых транзисторах и операционном усилителе
В положительные полупериоды импульсной несущей UH(t) (рисунок 5.47,б) транзистор VT1 закрывается, а VT2 открывается и сигнал на выходе определяется выражением
.
5.9.3 Многоканальный модулятор (рисунок 5.48)
В качестве формирователей управляющих сигналов используются микросхемы DD1 с открытым коллектором. Так как сопротивление закрытого транзистора составляет гигаомы, то допускается параллельное включение до 64 каналов по принципу “монтажное или”.
Для уменьшения влияния конечного сопротивления открытого транзистора на точность передачи входного сигнал С(t)групповой сигнал на выход поступает через буферный усилитель DA1. Конденсатор С устраняет высокочастотные выбросы, появляющиеся из-за коммутационных процессов в транзисторах VT1-VT4.
Рисунок 5.48 - Многоканальный модулятор
5.10 Детекторы АИМ-сигналов
5.10.1 Демодуляция АИМ-сигналов фильтром нижних частот (ФНЧ)
Рассматривая спектр АИМ-сигнала (рисунок 5.49), видим, что в нем в чистом виде содержится составляющая с частотой модулирующего сообщения, которая может быть выделена с помощью ФНЧ.
Сигнал на выходе ФНЧ будет описываться выражением
Так как (/T)<<1 (для многоканальных систем), mАИМ ?1 и коэффициент передачи пассивных ФНЧ кФНЧ <1, то и UВЫХ будет составлять 20-30 % от UВХ. Поэтому для эффективной демодуляции АИМ-сигналов в многоканальных системах целесообразно применять активные ФНЧ или другие способы детектирования.
Рисунок 5.49 - Демодуляция АИМ-сигнала ФНЧ
5.10.2 Пиковые детекторы (рисунок 5.50,а)
В литературе они известны под названием пиковых детекторов с открытым входом, которому обязаны свойством пропускать на выход постоянную составляющую преобразуемого напряжения, если она в нем содержится.
При поступлении положительных импульсов конденсатор С1 заряжается (рисунок 5.50,б) с постоянной времени
где R1 - выходное сопротивление предыдущего каскада;
R0 - прямое сопротивление диода VD1.
При отсутствии импульсов на входе конденсатор С1 разряжается с постоянной времени
.
Для неискаженной демодуляции необходимо, чтобы скорость разряда конденсатора была больше скорости спада огибающей модулирующего сообщения. Кроме того, для АИМ-сигнала существенные ограничения возникают из-за порога открывания диода VD1. По этой причине чувствительность детектора получается низкой. Применение транзисторов и ОУ значительно увеличивает динамический диапазон детектора. Необходимость точного преобразования связана с применением интегральных микросхем и соответствующим снижением уровней рабочих сигналов.
Рисунок 5.50 - Пиковый детектор
5.10.3 Типовой детектор на ОУ с запоминанием (рисунок 5.51)
Входной сигнал детектора (рисунок 5.51,а) через ОУ DA1 заряжает конденсатор С. Постоянное напряжение на конденсаторе через ООС подается на второй вход ОУ DA1. Эта связь действует через ОУ DA2.
Рисунок 5.51 - Типовой детектор на ОУ с запоминанием
На конденсаторе устанавливается максимальное значение входного сигнала. Это напряжение может продолжительное время оставаться на конденсаторе. С приходом положительного импульса по цепи сброса происходит разряд конденсатора. После этого конденсатор может вновь запомнить максимальное значение входного сигнала.
Как видно из временных диаграмм (рисунок 5.51,б), происходит расширение импульсов, что приводит к увеличению амплитуды полезной составляющей. Кроме того, осуществляется переход от АИМ-I к АИМ-II и появляются короткие импульсы на выходе в моменты коммутации, что требует дополнительной фильтрации демодулированного сигнала.
5.11 Широтно-импульсный модулятор
Широтно-импульсные модуляторы в основном строятся по двум классическим схемам: с использованием суммирования и перемножения модулирующего сообщения с пилообразным (треугольным) напряжением.
5.11.1 Суммирующий широтно-импульсный модулятор (рисунок 5.52,а)
Генератор вырабатывает последовательность прямоугольных импульсов с частотой, равной частоте равномерной дискретизации. Эти импульсы в интеграторе преобразуются в пилообразные (треугольные), которые суммируются с модулирующим сообщением и поступают на вход компаратора. Сигнал на выходе компаратора имеет вид последовательности прямоугольных импульсов, промодулированных по длительности (см. рисунок 5.52,б).
Рисунок 5.52 - Суммирующий широтно-импульсный модулятор
Ширина импульсов при этом пропорциональна амплитуде (мгновенным значениям) входного сигнала.
5.11.2 Широтно-импульсный модулятор развертывающего типа
(рисунок 5.53)
Генератор пилообразного напряжения запускается импульсами, которые следуют с периодом равномерной дискретизации и одновременно устанавливают триггер в единичное положение. В тот момент, когда подаваемые на схему сравнения модулирующее напряжение c(t)и пилообразное становятся равными, на выходе этой схемы формируется короткий импульс, возвращающий триггер в первоначальное состояние. В результате напряжение, снимаемое с нагрузки одного из плеч триггера, представляет собой последовательность импульсов с односторонней ШИМ. Если необходимо получить двустороннюю ШИМ, то следует вместо генератора пилообразного напряжения включить генератор треугольного напряжения.
Восстановление исходного аналогового сообщения из ШИМ-сигнала может быть осуществлено: с помощью ФНЧ, путем непосредственного интегрирования и путем сравнения с линейно нарастающим напряжением.
Рисунок 5.53 - Широтно-импульсный модулятор развертывающего типа
5.12 Демодуляторы ШИМ-сигналов
5.12.1 Детектор на основе ФНЧ (рисунок 5.54)
Фильтр нижних частот подавляет несущую частоту 1, ее гармоники и боковые полосы спектра модуляции, после чего на выходе получается аналоговый модулирующий сигнал с частотой (рисунок 5.54,б).
Рисунок 5.54 - Детектор ШИМ на основе ФНЧ
Для неискаженной демодуляции необходимо, чтобыформирователь обеспечивал, во-первых, большую крутизну фронтов (точность передачи длительностей импульсов), а во-вторых, высокую точность и стабильность верхнего и нижнего уровней и (последний желательно иметь равным 0В, чтобы не подстраивать нуль в выходной схеме), причем в обоих случаях выходное сопротивление его должно быть или очень малым, или строго одинаковым.
5.12.2 Детектор ШИМ на основе интегратора (рисунок 5.55)
Нормализатор H производит двустороннее ограничение входного сигнала, т.е. выделяет среднюю часть импульсов, наименее искаженную. Формирователь F, как и в предыдущей схеме, формирует импульсы с крутыми фронтами, которые поступают на интегратор. На выходе интегратора получаем импульсы, промодулированные по амплитуде (см. рисунок 5.55,б), так как за время короткого импульса амплитуда выходного сигнала достигает меньшей величины, а за время более длинного импульса - большей. Перед приходом переднего информационного импульса производят сброс интегратора в исходное положение. Импульсы с выхода интегратора поступают на ФНЧ, где происходит выделение огибающей полезного сообщения.
Рисунок 5.55 - Интегрирующий детектор ШИМ-сигнала
5.12.3 Детектор ШИМ-сигнала сравнивающего типа (рисунок 5.56,а)
В данном детекторе происходит сравнение входного сигнала с линейно нарастающим напряжением, которое формируется генератором пилообразного напряжения. Принцип работы хорошо виден из временных диаграмм рисунок 5.56,б.
Амплитуда сигнала на выходе 6 будет пропорциональна длительности импульсов на входе 1 нормализатора H, но при этом сигнал 6 будет дополнительно промодулирован по частоте, так как открытие ключа SWM1 происходит спадом информационных импульсов, что вносит дополнительную погрешность. Для устранения этого недостатка в схему дополнительно введены устройства: задержки t, запоминающее устройство ЗУ и аналоговый ключ SWM2. Сигнал на выходе 9 будет зависеть только от длительности импульсов ШИМ-сигнала. Таким образом, сигнал ШИМ фактически преобразован в сигнал АИМ, из которого полезная составляющая может быть выделена рассмотренными ранее средствами.
Рисунок 5.56 - Детектор ШИМ-сигнала сравнивающего типа
5.13 Фазоимпульсные модуляторы
Сигнал ФИМ, как правило, получают из сигнала ШИМ (рисунок 5.57,а). Для этого выделяют передний и задний фронты сигналов ШИМ. Процесс получения ФИМ сигналов из ШИМ показан на рисунке 5.57,б, где буквой О обозначены опорные импульсы, а буквой И - информационные, которые формируются формирователями F3 и F4 соответственно.
Рисунок 5.57 - Преобразователь ШИМ-сигналов в ФИМ
5.14 Детекторы ФИМ-сигналов
Сигналы ФИМ могут быть демодулированы теми же средствами и методами, что и сигналы ШИМ. Поэтому на практике ФИМ-сигналы перед детектированием преобразуют в ШИМ с помощью устройства, структурная схема которого приведена на рисунке 5.58, а, а временные диаграммы работы - на рисунке 5.58, б, где СОИ - селектор опорных импульсов, СИИ - селектор информационных импульсов. Следует отметить, что опорные импульсы могут и не передаваться по каналу связи, тогда их восстановление осуществляется инерционной системой ФАПЧ.
Рисунок 5.58 - Преобразователь ФИМ-сигналов в ШИМ
5.15 Дискретный амплитудный модулятор
Для получения амплитудно-манипулированного сигнала можно использовать ключ (см. рисунок 5.59,а), выполняющий роль амплитудного модулятора. Принцип работы модулятора поясняет рисунок 5.59,б.
Рисунок 5.59 - Дискретный амплитудный модулятор
5.16 Детектор АМП-сигналов
В качестве демодулятора используется двухполупериодный выпрямитель и фильтр нижних частот ФНЧ (см. рисунок 5.60,а), который подавляет высшие гармоники выпрямленного сигнала и остатки несущей частоты. После ФНЧ включено пороговое устройство ПУ, на выходе которого посылки приобретают прямоугольную форму. Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс детектирования АМП-сигнала, представлены на рисунке 5.60,б.
Рисунок 5.60 - Детектор АМП-сигналов
5.17 Модуляторы ЧМП-сигналов
Модуляторы ЧМП-сигналов строятся на базе генераторов гармонических колебаний с непосредственным или косвенным управлением частотой.
5.17.1 Частотный модулятор с непосредственным воздействием на частоту колебаний (рисунок 5.61)
Рисунок 5.61 - Частотный модулятор с непосредственным воздействием на частоту колебаний
При поступлении на вход формирователя DD1 логического нуля диод VD1 закрыт положительным смещением, снимаемым с резистора R5, конденсатор C3 отключен от резонансного контура и частота определяется параметрами индуктивности L2 и конденсатора C2. При поступлении на вход DD1 логической единицы диод VD1 открывается и конденсатор C3 подключается параллельно контуру L2C2, что приводит к уменьшению частоты генерируемых колебаний. Основное достоинство данного модулятора - это отсутствие разрыва фазы несущего колебания в точках модуляции, что уменьшает искажения из-за конечной полосы частот канала связи. Недостаток - низкая стабильность частоты генерируемых колебаний.
5.17.2 Частотный модулятор дискретного действия
Данные модуляторы находят в настоящее время широкое применение в технике передачи дискретных сообщений вследствие высокой стабильности несущих колебаний и простоты управления. Принцип работы можно пояснить по структурной схеме, приведенной на рисунке 5.62.
На вход вычитающего счетчика поступают импульсы от кварцевого генератора. Коэффициент деления счетчика устанавливается в зависимости от входного сообщения c(t)(лог. “0” или лог. “1”). Так как на выходе вычитающего счетчика импульсы будут появляться с большой скважностью, а следовательно, амплитуда первой гармоники будет незначительной, то формирователем импульсов формируется последовательность со скважностью Q = 2, из которой ФНЧ выделяется гармонический сигнал, промодулированный по частоте.
Рисунок 5.62 - Структурная схема частотного модулятора дискретного действия
Более подробно работу данного модулятора рассмотрим на следующем примере. Пусть частота кварцевого генератора f0 = 6861 кГц, частота посылки лог. “1” F1 = 1,8 кГц, а частота посылки лог. “0” F0 = 1,97 кГц. Определим коэффициенты деления вычитающего счетчика при передаче логической единицы и нуля соответственно.
, .
Запишем коэффициенты k1 и k0 в двоичном неизбыточном коде.
, .
Из данной записи видно, что для организации вычитающего счетчика необходим, как минимум, одиннадцатиразрядный счетчик.
На рисунке 5.63 приведена принципиальная электрическая схема частотного модулятора для рассматриваемого примера. Для правильной работы необходимо соблюдать следующие правила подключения входов счетчиков DD2 - DD3.
Если соответствующие разряды в и равны единице, то соответствующие им входы счетчиков DD2 - DD3 подключаются к шине “1”, а если - нулю, то - к шине “0”. Если разряд в равен единице, а соответствующий ему в равен нулю, то соответствующие входы подключаются к шине A, а если наоборот, то - к шине B.
Таким образом, при поступлении на вход сигнала c(t)равного единице, на шине A будет лог. “1”, а на шине B - лог. “0” и счетчик работает с коэффициентом деления равным , что соответствует частоте выходного сигнала F = 1.8 кГц. При поступлении на вход сигнала c(t)равного нулю, на шине A будет лог. “0”, а на шине B - лог. “1” и в счетчике устанавливается коэффициент , что соответствует частоте выходного сигнала F = 1.97 кГц.
Рисунок 5.63 - Принципиальная электрическая схема частотного модулятора дискретного действия
5.18 Демодуляторы ЧМП-сигналов
5.18.1 Частотный детектор при приеме по огибающей
Демодуляторы ЧМП-сигналов могут быть реализованы как на цифровых, так и на аналоговых устройствах. Следует отметить, что последние в настоящее время применяются значительно реже. Один из вариантов аналогового демодулятора использует представление ЧМП-сигнала в виде суммы двух АМП сигналов. Такая схема получила в литературе название двухполосной схемы приема по огибающей. Принцип работы такого демодулятора ясен из приведенной на рисунке 5.64 структурной схемы и временных диаграмм (см. рисунок 5.65). В верхнем тракте демодулятора выделяется огибающая сигнала с частотой f1, в нижнем - с частотой f2. В каждом из трактов имеются амплитудные демодуляторы Д1 и Д2, фильтры нижних частот ФНЧ и пороговые устройства ПУ1 и ПУ2, которые управляют работой триггера.
Рисунок 5.64 - Демодулятор ЧМП-сигнала при приеме по огибающей
Рисунок 5.65 - Временные диаграммы частотного демодулятора
при приеме по огибающей
5.18.2 Частотный детектор дискретного действия
Во многих цифровых частотных демодуляторах реализуется принцип классификации принимаемых сигналов по частоте на основе измерения длительности полупериода (периода) принимаемого сигнала.
На рисунке 5.66 приведена структурная схема такого частотного детектора.
Рисунок 5.66 - Частотный детектор дискретного действия
Входной ЧМП-сигнал (рисунок 5.67) поступает на усилитель-ограничитель, на выходе которого получается последовательность прямоугольных импульсов переменной длительности. Положительными импульсами счетчик устанавливается в исходное положение. Счетчик содержит в себе две декодирующие схемы для фиксации двух временных зон: одной - при количестве тактовых импульсов на интервале одного полупериода входного колебания, меньшим некоторого значения b, и второй - при количестве тактовых импульсов на интервале одного полупериода входного колебания, большим некоторого значения a, причем a > b. Указанные зоны выбираются такими, чтобы можно было четко различать периоды колебаний двух значащих частот.
Выходы схем декодирования подключаются к входам триггера, посредством которого восстанавливаются посылки постоянного тока. Частота тактовых импульсов выбирается такой, чтобы обеспечивалась достаточно четкая фиксация значащих частот f1 и f2. Если на полупериоде ЧМП-сигнала число тактовых импульсов, подсчитанных счетчиком ST-DC, окажется больше b, но меньше a, то триггер восстановления переданной последовательности посылок сохраняет состояние, в котором он находился на предыдущем интервале.
Из рассмотрения принципа работы демодулятора следует, что восстановленные посылки могут по длительности отличаться от переданных посылок на величину периода ЧМП-сигнала. И, кроме того, рассматриваемый детектор целесообразно применять, когда частота модуляции значительно меньше частоты несущего колебания.
Разновидностью метода измерения длительности полупериода (периода) принимаемого сигнала является метод измерения разности набега фазы текущего несущего колебания относительно предшествующего периода.
Рисунок 5.67 - Временные диаграммы работы частотного детектора дискретного действия
5.19 Модуляторы ФМП-сигналов
Осуществить модуляцию фазы на передаче можно различными путями. Одна из простейших схем приведена на рисунке 5.68. Несущая частота подается на первичную обмотку трансформатора T1, а напряжение двоичных посылок - в средние точки трансформаторов T1 и T2.
При напряжении двоичных сигналов, большем, чем напряжение несущей, диоды VD1-VD2 будут являться электронными ключами, управляемыми только напряжением этих сигналов. В таких условиях сопротивление открытых диодов можно принять равным нулю, а сопротивление закрытых диодов - бесконечности. Учитывая сказанное, по схеме легко проследить, что при поступлении положительной посылки диоды VD1 и VD4 открыты, а диоды VD2 и VD3 закрыты. В случае поступления отрицательной посылки откроются диоды VD2 и VD3 и, наоборот, закроются диоды VD1, VD4. Легко видеть, что при переходе от одной полярности посылки к другой фаза сигнала поворачивается на выходе схемы на 180.
Рисунок 5.68 - Схема фазового модулятора
В схеме, представленной на рисунке 5.69, изменение фазы на 180 осуществляется фазовращателем, а коммутация двух колебаний несущей частоты и - модулирующим сообщением.
Рисунок 5.69 - Фазовый модулятор дискретного действия
Для формирования ОФМП-сигнала необходимо на входе фазового модулятора установить устройство (см. рисунок 5.70), преобразующее прямой код (сообщение c(t)) в относительный.
Тактовые импульсы поступают на схему совпадения в моменты, соответствующие серединам единичных элементов сигнала. При совпадении обеих последовательностей на выходе схемы совпадения появляются единичные импульсы, которые переводят триггер из одного состояния в другое (рисунок 5.70,б). Таким образом, при передаче единичных элементов на выходе триггера всякий раз появляется фронт модулирующего сигнала, который и изменяет фазу носителя.
Рисунок 5.70 - Преобразователь прямого кода в относительный
5.20 Детекторы ФМП-сигнала
На практике широкое распространение для детектирования ФМП-сиг-нала нашли схемы балансного и кольцевого преобразователя частоты. Простейшая схема детектора, использующего кольцевой преобразователь частоты, показана на рисунке 5.71, а временные диаграммы его работы - на рисунке 5.72.
Рисунок 5.71 - Схема фазового детектора
Описанная выше схема фазового детектора основана на использовании классического фазового демодулятора, состоящего из перемножителя и фильтра нижних частот. Однако наличие таких фильтров не всегда является желательным. Тогда используются фазовые различители, обладающие пороговыми свойствами и не имеющие линейных схем.
Рисунок 5.72 - Временные диаграммы работы фазового детектора
5.20.1 Фазовые детекторы дискретного действия (рисунок 5.73)
Входной сигнал с выхода усилителя-ограничителя подается на входы двух схем И, а на вторые входы этих схем подаются две последовательности импульсов, соответствующие фронтам несущего колебания, но сдвинутые на полпериода Uн1 и Uн2 (см. рисунок 5.74). Посредством этих импульсов осуществляется стробирование импульсов предварительно ограниченного входного сигнала. Демодулированные импульсы снимаются с выхода триггера DD3.
Одной из основных проблем при демодуляции ФМП-сигнала является проблема получения опорного напряжения. В качестве опорного напряжения можно использовать: напряжение высокостабильного местного генератора; пилот-сигнал, передаваемый по специальному каналу от передатчика; напряжение, выделяемое из рабочего сигнала.
Даже при выборе достаточно стабильного местного генератора его частота будет отличаться от частоты несущей, что приводит к накапливанию расхождения фаз несущей и опорного напряжения. В худшем случае сдвиг по фазе между опорным напряжением и несущей становится равным 180є, при этом все элементы принимаются “наоборот” (“0” вместо “1” и “1” вместо “0”), или, как говорят, возникает явление “обратной работы”. Второй способ не нашел широкого распространения из-за необходимости выделения для передачи пилот-сигнала полосы частот и мощности за счет рабочего сигнала, что приводит к ухудшению условий передачи рабочего сигнала.
Наибольшее распространение получил третий способ, основанный на эффекте “снятия модуляции”.
Рисунок 5.73 - Фазовый различитель
Рисунок 5.74 - Временные диаграммы работы фазового различителя
5.20.2 Формирование опорного напряжения по Пистолькорсу
Один из вариантов схемы выделения опорного напряжения из принимаемого сигнала приведен на рисунке 5.75.
Рисунок 5.75 - Схема выделения опорного напряжения
Выпрямитель устраняет фазовую модуляцию. Выпрямленный сигнал является периодическим с периодом , т.е. частота первой гармоники равна удвоенной частоте несущей. Поэтому после выделения узкополосным полосовым фильтром УПФ частоты она подается на делитель частоты с коэффициентом деления, равным двум. Для уменьшения уровня помех на выходе фильтра его полоса пропускания должна быть, возможно, меньше. Однако следует предусмотреть возможность ухода частоты несущей на передаче относительно ее номинального значения. Фазовращатель ФВ обеспечивает компенсацию фазовых сдвигов, возникающих в схеме выделения опорного напряжения, что позволяет получить когерентное опорное напряжение. Процесс получения опорного напряжения поясняется временными диаграммами на рисунке 5.76.
...Подобные документы
Общие сведения о радиотехнических сигналах, их спектральное представление. Анализ периодических сигналов посредством рядов Фурье. Преобразование заданного графического изображения импульса в аналитическую форму, его разложение в тригонометрический ряд.
курсовая работа [1,1 M], добавлен 28.12.2011Зависимость помехоустойчивости от вида модуляции. Схема цифрового канала передачи непрерывных сообщений. Сигналы и их спектры при амплитудной модуляции. Предельные возможности систем передачи информации. Структурная схема связи и её энергетический баланс.
контрольная работа [1,2 M], добавлен 12.02.2013Методы и средства определения частоты электрических сигналов. Временное и спектральное представление. Сигналы электросвязи. Ширина полосы частот сигнала. Конструкция передающей трубки. Графики, иллюстрирующие работу устройства цифрового частотомера.
контрольная работа [490,4 K], добавлен 10.01.2014Частота дискретизации радиосвязи при дельта–модуляции. Оценка линейной дельта–модуляции. Выбор оптимального шага квантования входного сигнала, схемы дельта-модуляторов. Общие сведения об адаптивно-разностной ИКМ. Сравнение цифровых систем кодирования.
контрольная работа [1,5 M], добавлен 17.03.2011Координатные и энергетические сигналы, их дополнительная коррекция. Выходные сигналы в гамма-камере. Завершение процесса накопления. Цифровая амплитудная селекция. Структурная схема линейной коррекции координат. Вычислитель поправок координатных сигналов.
контрольная работа [426,0 K], добавлен 14.01.2011Сигналы и их характеристики. Линейная дискретная обработка, ее сущность. Построение графиков для периодических сигналов. Расчет энергии и средней мощности сигналов. Определение корреляционных функций сигналов и построение соответствующих диаграмм.
курсовая работа [731,0 K], добавлен 16.01.2015Дискретные способы модуляции, основанные на дискретизации непрерывных процессов как по амплитуде, так и по времени. Преимущество цифровых методов записи, воспроизведения и передачи аналоговой информации. Амплитудная модуляция с одной боковой полосой.
реферат [1,7 M], добавлен 06.03.2016Характеристики векторного пространства. Прием дискретных сигналов с неопределенной фазой. Их преобразование в электрические. Эффективная ширина спектра импульса. Спектры фазомодулированных и частотно-модулированных колебаний. Гармонический синтез функции.
контрольная работа [899,3 K], добавлен 02.07.2013Расчет технических характеристик цифровой системы передачи непрерывных сообщений. Параметры источника непрерывных сообщений. Изучение процесса дискретизации и преобразования случайного процесса в АЦП. Принцип работы модулятора и оптимального приемника.
курсовая работа [1,2 M], добавлен 27.09.2012Структурная схема сети передачи дискретной информации. Причины возникновения линейных и нелинейных искажений в СПДИ, нормирование АЧХ и ФЧХ. Тип переносчика, формы модуляции и спектры сигналов при передаче ДИ. ЕЭС прямоугольной и синусоидальной формы.
контрольная работа [235,5 K], добавлен 01.11.2011Цифровая обработка сигналов и ее использование в системах распознавания речи, дискретные сигналы и методы их преобразования, основы цифровой фильтрации. Реализация систем распознавания речи, гомоморфная обработка речи, интерфейс записи и воспроизведения.
дипломная работа [1,1 M], добавлен 10.06.2010Назначение и виды модемов – устройств для передачи данных. Специфика формирования сигналов в источнике бесперебойного питания. Модуляторы с непосредственным и с косвенным воздействием на частоту генератора. Многократная относительная фазовая модуляция.
контрольная работа [120,2 K], добавлен 01.11.2011Разработка устройства преобразования аналоговых сигналов на базе микроконтроллера PIC16F877 и ЦАП AD5346, осуществляющее преобразование в последовательность двоичных кодов, обработку кодов и преобразование результатов обработки в аналоговые сигналы.
курсовая работа [1,6 M], добавлен 06.06.2012Требования к микросхемам аналогового интерфейса связи. Спектр мощности речевого сигнала. Характеристика сигналов аналоговых сообщений. Последовательность импульсов при передаче точек. Восстановление цифровых сигналов. Уплотнение каналов в телефонии.
презентация [850,5 K], добавлен 22.10.2014Понятие сигнала, под которым понимают как техническое средство для передачи, обращения и использования информации - электрический, магнитный, оптический сигнал; так и физический процесс, представляющий материальное воплощение информационного сообщения.
презентация [1,8 M], добавлен 14.09.2010Спектральные характеристики периодических и не периодических сигналов. Импульсная характеристика линейных цепей. Расчет прохождения сигналов через линейные цепи спектральным и временным методом. Моделирование в средах MATLAB и Electronics Workbench.
лабораторная работа [774,6 K], добавлен 23.11.2014Исследование основных принципов цифровой системы передачи непрерывных сообщений с импульсно-кодовой модуляцией по каналу с шумом. Расчет источника сообщения, дискретизатора, кодера, модулятора, канала связи, демодулятора, декодера, фильтра-восстановителя.
курсовая работа [545,1 K], добавлен 10.05.2011Требуемая импульсная характеристика ФНЧ. Работа разветвителя-дециматора: формирование входного сигнала; оценка работы устройства. Спектры действительной и мнимой составляющих сигнала. Схема переноса спектра устройства. Сигналы на выходах дециматоров.
курсовая работа [1,8 M], добавлен 12.07.2011Принципы формирования сигнала яркости Еy и цветоразностных сигналов Еr-y, Еb-y и их обратное преобразование в исходные сигналы основных цветов Er, Ев, Eg канала изображения ТВ приемника, зарисовки их осциллограмм. Подбор коэффициентов матрицирования.
контрольная работа [1,5 M], добавлен 04.03.2011Исследование основных свойств сложных и псевдошумовых сигналов. Метод инвертирования полного периода последовательности. Метод инвертирования части периода последовательности. Выводы по исследованию Кодов Голда. Сигналы типа "белый гауссовский шум".
курсовая работа [593,0 K], добавлен 14.11.2012
