Мощные высокочастотные транзисторы

Рис. 2.3. Корпус КТ4

Рис. 2.4. Корпус КТ19

Конструкции с паяными и сварными соединениями более надежны с точки зрения герметичности, чем конструкции с герметизирующим клеевым швом. Для удешевления приборов и упрощения технологии ряд зарубежных фирм вместо приклейки керамических крышек использует для герметизации заливку кристаллов, собранных на основании из оксибериллиевой керамики, пластмассой. Приборы, герметизированные пластмассой, могут использоваться в аппаратуре, от которой не требуется высокая стойкость к внешним воздействиям или которая герметизируется целиком после сборки.

В корпусе КТ19 могут собираться приборы, рассеивающие мощность до 300 Вт. Такую мощность они могут рассеивать, только если коллекторный переход в кристалле работает при температуре, равной 200 °С, т. е. при предельно допустимой температуре, и если от корпуса осуществляется идеальный отвод тепла, т. е. его температура равна 25°С. Иначе говоря, тепловое сопротивление приборов в корпусе К.Т19 (между переходом и монтажной поверхностью фланца) не может быть сделано меньше, чем 0¹,6°С/Вт. Если же мы хотим работать не при предельной температуре перехода, а, скажем, на 25° ниже и если отвод тепла осуществляется путем прижатия корпуса к охлаждаемому теплоотводу, то мощность, рассеиваемая прибором в корпусе К.Т19, не превысит 190 Вт. (Тепловое сопротивление между этим корпусом и теплоотводом, к которому он прижимается, не может быть меньше, чем 0,2 °С/Вт.)

Для более мощных приборов корпуса, подобные КТ19, нельзя считать перспективными, так как дальнейшее увеличение диаметров керамического основания и столика, на который оно припаивается, не позволит обеспечить в керамике безопасный уровень механических напряжений. Рассчитывать на эффективный отвод мощности около 300 -- 400 Вт и выше при не слишком высоких температурах кремниевого кристалла можно, только если использовать для охлаждения жидкость, протекающую непосредственно над кристаллом (например, фреон), или если создавать корпуса, непосредственно охлаждаемые водой. Подобный корпус был описан в [21], где сообщается о разработке транзистора, предназначенного для работы в диапазоне 1,5 -- 30 МГц, отдающего и рассеивающего мощность до 500 Вт. Охлаждение этого корпуса осуществляется потоком воды, проходящей под давлением 3 атм. мимо медных ребер, расположенных непосредственно под тонкой медной пластиной, на которую напаяны прокладки из оксибериллиевой керамики со смонтированными на них кристаллами.

На практике не удается полностью использовать тепловые и электрические характеристики, которыми обладает полупроводниковый кристалл с созданной в нем транзисторной структурой. Следующим шагом в этом направлении может явиться создание гибридных интегральных схем линейных широкополосных ВЧ усилителей, куда непосредственно будут монтироваться на теплопроводящую подложку кристаллы со структурами мощных ВЧ транзисторов (так называемые бескорпусные транзисторы). Однако это возможно при надежной герметизации блока усилителя и когда можно без проверки считать, что структура обладает всеми необходимыми ВЧ параметрами. Современный уровень технологии не позволяет обойтись без проверки ВЧ параметров на стадии изготовления приборов. Поэтому в качестве подходящего решения следует рекомендовать создание так называемых малокорпусных транзисторов -- подложек из оксибериллиевой керамики с ленточными выводами, на которые вмонтированы кристаллы и которые герметизированы с помощью крышечек. Такие подложки могут прямо припаиваться к теплоотводящим платам, на которых смонтированы гибридные ВЧ усилители.

В отличие от бескорпусных транзисторов, малокорпусные могут быть предварительно проверены по всем основным электрическим параметрам. В то же время они герметичны и по своим габаритам существенно меньше обычных мощных ВЧ транзисторов с монтажными винтами или фланцами.

2.3 ОСОБЕННОСТИ СБОРКИ

Итак, одно из существенных требований, предъявляемых К конструкциям корпусов ВЧ транзисторов, заключается в том, что кристалл, собранный в корпус, не должен потерять те потенциальные возможности, которые в нем заложены. Это же требование в полной мере относится и к сборке кристаллов в корпуса: сборка должна обеспечивать максимальную реализацию потенциальных возможностей, заложенных в транзисторной структуре.

Сборка включает в себя две операции -- напайку кристаллов на основание из оксибериллиевой керамики и монтаж внутренних выводов. При напайке кристаллов на основание необходимо, во-первых, обеспечивать, чтобы тепловое сопротивление, вносимое переходными слоями, было минимальным, и, во-вторых, не допускать появления под кристаллом участков, через которые поток тепла был бы затруднен.

При сборке мощных ВЧ транзисторов практически никогда не используются мягкие припои, так как они не обладают высокой теплопроводностью и, помимо этого, очень трудно получать при пайке достаточно тонкий слой мягкого припоя. Пайку осуществляют с помощью эвтектического сплава золото -- кремний или с помощью прокладок из чистого золота. В первом случае нижнюю поверхность кристалла и тот участок металлизации керамического основания, на который напаивается кристалл, предварительно покрывают золотом (с подслоем никеля). Пайку проводят при температуре 400 -- 450°С в атмосфере инертного газа (температура плавления эвтектики золото -- кремний -- около 370 °С). Во втором случае нижнюю сторону кристалла ничем не покрывают. При механическом взаимодействии кристалла кремния и золотой прокладки, нагретых до 450 °С, образуется покрывающий нижнюю сторону кристалла слой эвтектики, который облаживает затем и покрытую золотом металлизацию керамического основания. Тепловое сопротивление эвтектического сплава золото -- кремний сравнительно невелико, но для того, чтобы переходное тепловое сопротивление между кристаллом и основанием было малым, необходимо иметь минимальную толщину слоя эвтектики. В принципе толщина этого слоя может составлять 5 -- 7 мкм, но для этого необходимо, чтобы площадка для монтажа кристалла была достаточно плоской, и чтобы покрывающая ее молибдено-марганцевая паста не имела больших неровностей. Иначе все эти неровности приходится заполнять слоем эвтектики, и толщина его может заметно возрасти. В связи с этим целесообразно керамические подложки предварительно полировать и вместо нанесения молибдено-марганцевой пасты с последующим ее вжиганием применять напыленный на керамику при высокой температуре подслой вольфрама или молибдена с последующим никелированием или золочением.

Второе требование, которое необходимо выполнить при напайке, заключается в отсутствии под напаянным кристаллом участков с повышенным тепловым сопротивлением. Такие участки могут возникнуть и вблизи больших неровностей подложки, и вследствие образования при пайке пузырей, но главная причина их появления -- недостаточно хорошее облуживание эвтектическим сплавом золото -- кремний поверхности кристалла или подложки. Такие плохо облуженные участки могут стать местами локального перегрева транзисторной структуры, в результате чего может произойти вторичный пробой. Для борьбы с этим явлением необходимо, как уже говорилось, обеспечивать высокую плоскостность и малую шероховатость подложки, а также высокое качество облуживания кристалла. Иногда даже идут на то, чтобы предварительно обслуживать кристалл эвтектикой золото -- кремний и лишь затем, после контроля качества облуживания, напаивать кристалл на подложку.

В качестве внутренних проволочных выводов мощных ВЧ транзисторов обычно используется алюминиевая проволока диаметром 30 -- 80 мкм, присоединяемая к контактным площадкам на кристалле и к металлизации керамического основания корпуса с помощью ультразвуковой компрессии. Если для металлизации, создаваемой на кристалле кремния, используется не алюминий, а другой металл или система из нескольких металлических слоев, материалом для внутренних выводов может служить золотая проволочка. В этом случае для присоединения выводов используется не ультразвуковая компрессия, а метод термокомпрессни, когда на проволоку, прижатую к контактной площадке, одновременно действуют нагрев и давление (иногда в сочетании с ультразвуковыми колебаниями).

Основные требования, предъявляемые к внутренним выводам, заключаются в том, что они должны обеспечить протекание через транзистор максимально допустимого тока без существенного нагрева по сравнению с кристаллом и корпусом, а также в том, что общая индуктивность этих выводов должна быть достаточно малой. С этих точек зрения надо стремиться к тому, чтобы выводы были короткими. Короткие выводы обладают меньшей индуктивностью и меньше нагреваются (так как от них эффективнее отводится тепло к кристаллу кремния и к корпусу). Для уменьшения общей индуктивности оказывается недостаточно уменьшать длину выводов» а приходится увеличивать и их число, хотя это увеличивает трудоемкость сборочных операций. В очень мощных транзисторах, максимальные токи которых могут достигать десятков ампер, для уменьшения плотности токов и снижения суммарной индуктивности эмиттерного вывода приходится осуществлять целый комплекс мер: помимо введения двух внешних эмиттерных выводов создавать в корпусе эмиттерные токоведущие дорожки с двух сторон от кристалла и создавать две системы эмиттерных выводов, соединенных с этими двумя дорожками. Экспериментальная проверка показывает, что эти мероприятия существенным образом увеличивают коэффициент усиления ВЧ транзисторов.

Итак, для создания современных мощных ВЧ транзисторов недостаточно правильно спроектировать транзисторную структуру. Необходимо разработать и осуществить ряд сложнейших технологических процессов по созданию этой структуры. При этом именно достигнутый в настоящее время технологический уровень не позволяет получить желаемые значения и достаточно малый разброс параметров приборов. Очень многое зависит от корпуса транзистора и от сборки кристалла в корпусе, так как недостаточно современная конструкция корпуса или невыполнение всех необходимых условий при сборке приводят к тому, что большие потенциальные возможности» заложенные в кристалле, не реализуются в готовом транзисторе.

ГЛАВА ТР ЕТЬЯ

ПАРАМЕТРЫ МОЩНЫХ ВЧ ТРАНЗИСТОРОВ И МЕТОДЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ

3.1 СИСТЕМА ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ

Под системой параметров транзисторов любого класса понимают совокупность таких электрических параметров, контроль которых в процессе производства обеспечивает необходимое качество выпускаемых транзисторов и которые необходимо знать при проектировании радиоаппаратуры. Существующая для каждого класса приборов система параметров отражает условия применения, а также особенности технологии и конструкции этих приборов. В то же время состав системы параметров определяется и уровнем развития измерительной техники, позволяющей измерять и контролировать тот или иной параметр, кроме того, определенное значение имеет и экономический фактор, в силу которого невозможно включить в систему ряд параметров, измерение которых повлекло бы за собой существенное увеличение стоимости транзистора из-за сложности аппаратуры и трудоемкости измерений. Поэтому любая система параметров есть результат компромисса в стремлении учесть разнородные требования.

Совокупность параметров, входящих в систему, целесообразно разделить на параметры, значения которых нормируются и контролируются в процессе производства, и параметры, значения которых приводятся в документации на транзистор как справочные, полученные либо расчетным путем, либо на основе обработки статистических данных. Как правило, для справочных параметров приводятся типовые значения.

Из нормируемых обычно выделяется группа параметров, максимальные значения которых не должны превышаться при эксплуатации во избежание снижения гарантированного срока службы или выхода транзистора из строя. Эта группа параметров называется предельно допустимыми параметрами режимов эксплуатации.

Установившаяся в последнее время система параметров мощных ВЧ транзисторов развивалась и совершенствовалась одновременно с развитием технологии производства приборов и расширением области их применения. Особенно заметно повлияло на систему параметров и на методы их измерения появление мощных ВЧ линейных транзисторов, предназначенных для использования в широкополосных усилителях радиопередатчиков. Их широкое распространение привело к разделению ВЧ мощных транзисторов на две группы в зависимости от класса и режима работы [22, 23].

Одной из этих групп являются ВЧ генераторные транзисторы с высоким КПД. Другая группа -- это усилительные линейные транзисторы, обеспечивающие линейную передачу сигнала. Вначале рассмотрим систему параметров генераторных ВЧ транзисторов, а затем те дополнения, которые введены для характеристики линейных транзисторов. Прежде всего остановимся на параметрах, контролируемых в процессе производства [24, 25]. Эти параметры разделяются на статические и динамические, которые чаще называют высокочастотными. К статическим параметрам относятся: обратный ток коллектор -- эмиттер I_кэя, обратный ток эмиттера I_ЭБО и статический коэффициент передачи тока в схеме ОЭ Л_21Э. Обратные токи являются характеристиками качества переходов транзисторов и входят в систему параметров традиционно. Как правило, их контроль сочетается с контролем соответствующих предельно допустимых параметров, о которых будет сказано далее.

Параметр h_21Э характеризует усилительные свойства транзистора на большом сигнале в области нижней границы рабочего диапазона частот.

К ВЧ параметрам относятся граничная частота коэффициента передачи тока в схеме ОЭ f_гр, емкость коллекторного перехода С_к, емкость эмиттерного перехода С_э, выходная мощность Р_Вых, коэффициент усиления по мощности Кур и коэффициент полезного действия коллектора цк. Параметры f_rp, С_к, С_э относятся к параметрам малого сигнала и, естественно, не могут характеризовать свойства мощного транзистора, работающего на большом сигнале. Они являются параметрами эквивалентной схемы транзистора, работающего на малом сигнале, и включены в систему параметров мощных транзисторов из-за их достаточно простой связи с конструктивными параметрами, с одной стороны, и удобства их измерения, с другой. Параметры С_к и С_э используются не только для контроля в процессе производства, но и для расчета схем, в которых используются транзисторы.

Параметры Р_ВЫх, Кур и т]к измеряются в режимах, близких к рабочим, и непосредственно характеризуют эксплуатационные свойства транзистора. Их называют энергетическими параметрами или ВЧ -параметрами большого сигнала. В противоположность малосигнальным энергетические параметры очень сложным образом зависят от сочетаний конструктивных и технологических параметров транзистора, что сильно затрудняет возможность корректировки производственного процесса по контролируемым значениям Р_Вы_Х, Кур.

Особенности энергетических параметров состоят в том, что их значения определяются не только свойствами транзистора и режимами его питания, но и тем устройством, в котором этот параметр измерен. Например, если известно значение коэффициента усиления по мощности Кур, но не указано, в каких условиях этот параметр получен, то разработчик аппаратуры не сможет в полной мере воспользоваться такой информацией. Другой особенностью параметров большого сигнала является зависимость их значений не только от выходного сопротивления источника сигнала и нагрузки на основной частоте, но и от условий, созданных на входе и выходе транзистора для высших гармоник, ибо режим работы существенно нелинейный. Поэтому, характеризуя свойства транзистора энергетическими параметрами, указывают наряду с их значениями условия, в которых они измерены.

Перейдем к предельно допустимым параметрам режимов эксплуатации. В число таких параметров для мощных ВЧ транзисторов включены максимально допустимые: постоянное напряжение коллектор -- эмиттер U_кэRmах, постоянное напряжение эмиттер -- база U_ЭБmах, постоянный ток коллектора I_кmах, импульсный ток коллектора I_{к, и max}, импульсный ток базы I_{Б, и max}, напряжение питания U_и._птах, постоянная рассеиваемая мощность коллектора Р_кmах, средняя рассеиваемая мощность коллектора в динамическом режиме Рк, ершах, минимальная рабочая частота f_min, коэффициент стоячей волны по напряжению КСВН коллекторной цепи р_mах. Максимально допустимые значения электрических параметров дополняются максимально допустимыми тепловыми параметрами: максимально допустимой температурой перехода t_{П max} и минимально допустимой температурой окружающей среды t_{окр-cp min}. Состав этих параметров определяется тем, что ВЧ транзисторы могут работать в широкополосных усилителях как на низких, так и на высоких частотах. Поскольку механизмы выхода из строя транзисторов на постоянном токе и на высокой частоте могут быть различны (причем наиболее опасна работа в области низких частот и постоянного тока), введено ограничение частотного диапазона параметром f_min.

В системе имеются и предельно допустимые параметры на постоянном токе. Из них предельно допустимые напряжения и постоянная рассеиваемая мощность Рк mах контролируются в процессе производства, чем обеспечивается, в определенной мере, надежность выпускаемых транзисторов. Однако использование одних параметров постоянного тока в качестве предельно допустимых привело бы к довольно существенным ограничениям использования транзисторов во всем рабочем диапазоне частот. Например, известно [26], что на высокой частоте транзисторы выдерживают напряжения, много большие, чем на постоянном токе. Как показывают эксперименты [27], отношение этих величин может превышать 2. Известно также [28], что допустимые мощности, рассеиваемые в транзисторе на постоянном токе и на высокой частоте, могут быть различны, причем допустимая рассеиваемая мощность на высокой частоте может быть больше в первую очередь из-за малого времени нахождения транзистора в опасном режиме и конечного времени развития вторичного пробоя (см. гл. 4). Все эти обстоятельства заставили ввести в систему параметры р_mах и Р_{К, ер mах}. Наиболее важен из них параметр р_mах. Рассмотрим его более подробно.

Нагрузку ВЧ транзистора вместе с трактом, подводящим энергию к этой нагрузке, можно рассматривать как отрезок длинной линии. Коэффициент стоячей волны по напряжению р характеризует процессы, происходящие в этой линии. Если сопротивление нагрузки равно волновому сопротивлению линии W, то стояча» волна отсутствует и по определению р=1. Если же сопротивление нагрузки не равно W, то коэффициент стоячей волны по напряжению р определяется как отношение напряжений в максимуме и минимуме стоячей волны. Отсюда следует, что всегда р>1. С величиной нагрузки р связано соотношением

р=(1+ Г|)/(1- |Г|), (3.1)

где Г -- коэффициент отражения (комплексный), равный T=(z_н-W)/(z_H+W). (3.2)

Из соотношений (3.1) и (3.2) следует в общем случае неоднозначная связь КСВН с величиной z_h, поскольку одно и то же значение р может соответствовать разным значениям z_н (если z_н -- комплексная величина). Эта связь становится более простой, если z_h является чисто омическим сопротивлением. В этом случае

Г = (Rн-W)/(R_н+W);

Р=[1 + |(Rн-W)/(Rн + W)|]/[1-|(R_Н-W)/(R_Н + W)|]

Если Rн>W, то p=R_H/W. Если же R_H<W, то р = W/R_H.

Параметр р_тах используется для характеристики? режимов работы ВЧ транзисторов. В процессе настройки устройства либо в аварийных режимах нагрузка может меняться, что приводит к изменению электрического режима транзистора. Подробно влияние изменения нагрузки будет рассмотрено далее. Здесь же только укажем на то, что изменение нагрузки транзистора сопряжено с возможностью попадания его в опасный режим и, следовательно, с выходом из строя. Так как каждому значению нагрузки соответствует определенное значение р, то всему диапазону безопасных значений нагрузок соответствует определенный интервал значений р. Этот интервал может быть определен из соотношений (3.1) и (3.2). Верхняя граница интервала и является величиной р_тах, определяющей те изменения нагрузки, при которых транзистор не попадает в опасный режим. Значение р_тах может устанавливаться исходя из двух возможных условий работы. ° одном случае р_тах устанавливается из условия, что любое изменение нагрузки может сохраняться в течение достаточно долгого времени. В другом исходят из того, что возникающее при настройке или аварии рассогласование и связанное с ним изменение нагрузки может длиться лишь ограниченное (обычно достаточно короткое) время. Такое дополнительное условие очевидным образом позволяет увеличить максимально допустимое значение КСВН.

При комплексном характере нагрузки допустимый диапазон ее изменений (т.е. допустимое рассогласование) характеризуется не только интервалом возможных значений р, но и допустимым диапазоном фаз коэффициента отражения Г, так как для комплексных нагрузок связь р и |Z_н| неоднозначна.

В зависимости от устройства, где используется транзистор, значение ртах изменяется, поскольку, как указывалось ранее, режим работы и, в частности, ВЧ напряжения на транзисторе зависят от условий для высших гармоник. Поэтому в документации на мощные ВЧ транзисторы помимо значения ртах указывают мощность рвых, область изменения фаз коэффициента отражения и допустимое время пребывания в рассогласованном режиме. Все эти данные устанавливаются экспериментальным путем в определенной схеме, которая также приводится в документации. Часто в литературе вместо параметра р_тах используется параметр «допустимая степень рассогласования». Под этим параметром понимается значение р_тах, указанное в предположении, что изменяемая при рассогласовании нагрузка является чисто активной. Так, если W = 50 Ом и Р„ = 5 Ом, степень рассогласования равна 10.

В отличие от р_тах, обычно характеризующего экстремальные условия работы транзистора в момент перегрузки, параметр рк, сортах характеризует стационарные условия работы транзистора на высокой частоте. По отношению к максимально допустимой постоянной рассеиваемой мощности Рктах значение рк. сртах по экспериментальным данным больше на 20 -- 25%. Отметим, что значения р_тах и рк, сортах зависят от напряжения питания. В связи с этим в систему параметров вводится параметр U_w._nmax.

В состав справочных данных помимо типовых значений нормируемых параметров включаются параметры, характеризующие конструкцию транзистора, а также параметры, позволяющие по известным их значениям более точно рассчитывать схемы. К конструктивным параметрам относятся емкости эмиттер -- корпус, коллектор -- корпус, база -- корпус, индуктивности эмиттера Ь_э, коллектора L_K и базы lq. Кроме того, в систему справочных материалов включены последовательное активное сопротивление эмиттера Аг и входное полное сопротивление транзистора на большом сигнале z_bx. Параметр Дг -- это расчетное суммарное внутреннее балластное сопротивление, включенное в эмиттерную цепь. Знание его иногда бывает полезным для расчета или оценки усилительных свойств собственно кристалла транзистора. Знание входного сопротивления позволяет потребителю ориентировочно оценить необходимые параметры входного согласующего трансформатора.

Из теории цепей известно, что наибольшая мощность поступает во входную цепь каскада, когда его входное сопротивление комплексно сопряжено с выходным сопротивлением источника сигнала. Определение входного сопротивления транзистора обычно не вызывает затруднений, если работа происходит в режиме А при сравнительно небольших уровнях сигнала. Однако в усилителях мощности, использующих, как правило, энергетически более выгодные режимы В и С и работающих при больших токах и напряжениях, определение входного сопротивления существенно усложняется. Действительно, с временной точки зрения здесь каждому новому значению ЭДС источника сигнала соответствует свое мгновенное значение входного сопротивления; при этом в общем случае с учетом инерционности переходных процессов в цепях существенную роль играет состояние входной цепи в предыдущие моменты времени. С точки зрения гармонического анализа в рассматриваемом случае даже при моногармонической ЭДС источника сигнала во входной цепи наряду с основным сигналом действуют его гармоники. При этом амплитуды напряжений всех этих составляющих с изменением уровня возбуждения изменяются непропорционально соответствующим токам, а фазовые сдвиги между напряжениями и токами не остаются постоянными. В этом случае понятие входного сопротивления теряет четкость. Тем не менее характеристика входной цепи каскада здесь все же необходима, поскольку от согласования зависит одна из основных функций -- усиление мощности. В этой связи в последнее время все шире используется термин «эквивалентное входное сопротивление». Оно характеризует входное сопротивление, определяемое как отношение значения напряжения первой гармоники на входе транзистора к значению первой гармоники входного тока с учетом фазового сдвига между ними. Даже сравнительно простой анализ показывает, что при таком определении эквивалентное входное сопротивление в общем случае будет зависеть не только от типа используемого транзистора, но и от схемы каскада, напряжения и выходного сопротивления источника смещения, напряжения питания, сопротивления нагрузки, ЭДС и выходного сопротивления источника сигнала.

К транзисторам, предназначенным для усиления однополосного сигнала [22], предъявляются определенные требования, касающиеся их линейных свойств. Понятие линейности транзистора, работающего в режимах АВ и В, существенно отличается от принятого для режима А. Для линейного четырехполюсника, работающего в режиме А на малом сигнале, форма входного сигнала сохраняется и в выходном сигнале, а появление каких-то отклонений будет характеризовать нелинейность. Для оценки нелинейности в режиме А наиболее часто используются коэффициенты гармоник. Коэффициентом п-и гармоники называется отношение напряжения этой гармоники к напряжению сигнала основной частоты. При работе в режимах АВ и В принято (см. гл. 1) использовать коэффициент комбинационных составляющих третьего М₃ и пятого М₅ порядков. Коэффициентом комбинационной составляющей называется отношение напряжения я-й комбинационной составляющей к напряжению сигнала основной частоты при подаче на вход двух сигналов равных амплитуд и разных частот.

При работе транзистора в режиме В форма выходного сигнала принципиально отличается от формы входного, даже если передаточная характеристика открытого транзистора является идеально линейной. Действительно, если подать на вход транзистора, работающего в режиме В, синусоидальное напряжение, то на выходе мы получим полусинусоиду, спектр которой может быть представлен в виде

(3.3)

т.е. содержит кроме сигнала основной частоты только четные составляющие спектра. Если же передаточная характеристика открытого транзистора отлична от линейной (точнее, если в передаточной характеристике имеются члены нечетных порядков), то в спектре выходного сигнала появятся и нечетные составляющие. Именно поэтому, как указывалось ранее, за основу характеристики линейности транзистора приняты коэффициенты нечетных комбинационных составляющих третьего и пятого порядков. (Обычно выходные каскады ВЧ усилителей мощности строятся по двухтактной схеме. При этом в первом приближении, считая, что оба транзистора идентичны и находятся в одинаковых режимах, четные составляющие в выходном сигнале будут отсутствовать, т. е. члены выражения (3.3), начиная с третьего в выходном сигнале в двухтактной схеме, взаимно компенсируются. В связи с этим нелинейность выходного сигнала может проявиться только в виде нечетных составляющих.)

При работе с двухчастотным (двухтоновым) сигналом энергетические параметры транзистора должны быть дополнены такими параметрами, как выходная мощность в пике огибающей Р_Вых (по) и коэффициент усиления по мощности в пике огибающей K_уР(ПО) в режиме двухчастотного сигнала. За мощность в пике огибающей принимается действующая мощность одночастотного (однотонового) сигнала с амплитудой, равной амплитуде двухчастотного сигнала. Коэффициент усиления Кур (по) определен как отношение рвых(по)/Рвх (по). Таким образом, система параметров. Для линейных ВЧ транзисторов содержит помимо обычных параметров мощных ВЧ генераторных транзисторов параметры M_z, M₅, Р_ВЫХ(ПО), К_{ур (П0)} (или Р_Вх(по)). Отметим, что введение этих параметров связано и с тем, что реальные условия работы транзисторов в усилителях однополосного сигнала близки к режиму двухчастотного сигнала.

Из энергетических параметров одночастотного сигнала для линейных транзисторов в нормируемых остается лишь рвых как характеристика энергетических возможностей транзистора, а параметры K_уp и Р_вых указываются обычно в справочных данных.

3.2 МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ СТАТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ И ВЧ ПАРАМЕТРОВ МАЛОГО СИГНАЛА

Рассмотрим подробно лишь те методы, которые специфичны для мощных ВЧ транзисторов и недостаточно полно описаны в литературе. На измерении остальных параметров мы остановимся кратко.

Методы измерения статических параметров. Методы измерения обратных токов I_кэR и I_ЭБО просты, поскольку обратные токи мощных ВЧ транзисторов лежат в диапазоне микроамперы -- миллиамперы. Эти методы хорошо известны. Отметим, что обратные токи могут измеряться при подаче максимально допустимых напряжений и. таким образом, сочетаться с контролем U_{кэR max} и U_{ЭБ max}

Наиболее целесообразен для измерения h_21Э импульсный режим измерения [25]. Однако при этом измерительная аппаратура получается достаточно сложной. Поэтому иногда используют метод измерения на постоянном токе. При измерении h_21Э мощных транзисторов на постоянном токе необходимо принять во внимание следующие факторы:

1. Влияние на результат измерения обратного тока, поскольку h_21э= (I_К -- I_КБО)/(I_Б + I_КБО). Если значения I_Б и I_КБО сравнимы друг с другом, отсутствие учета I_КБО может вносить погрешность.

2. Нагрев транзистора во время измерения, который приводит к увеличению Л₂э. Д^ля уменьшения нагрева приходится использовать теплоотвод. Однако полностью избавиться от нагрева транзистора не удается, и поэтому необходимо вносить определенные поправки в результаты измерений.

Методы измерения высокочастотных параметров малого сигнала.

Измерение граничной частоты f_rp основано на соотношении

frp =|h_21э |f,

где |h_21э | -- модуль коэффициента передачи тока на частоте f; следовательно, измеряя |h_21э| на известной частоте, мы тем самым определяем f_rp. Частоту f, на которой проводятся измерения, необходимо выбирать из условия

3f_rPA_21э<f<frp/2, (3.4)

где h_21э -- низкочастотный коэффициент прямой передачи тока. Принято выбирать значение f близким к нижней границе (3.4) из ряда 3, 10, 30, 100 МГц при условии, что удовлетворяется соотношение (3.4). Значение |h₂₁₃| современных ВЧ мощных транзисторов измеряется чаще всего на частоте 30 МГц.

Измерение |h₂₁₃| основано на его определении |h₂₁₃| = = |I_k |/|i_Б|. Ток i_k измеряется при включении транзистора VT в испытуемую схему (рис. 3.1) путем нахождения напряжения на токосъемном конденсаторе. При измерении |i_Б| вместо транзистора ставится замыкатель (перемычка) между зажимами база -- коллектор в контактном устройстве. Поскольку в цепь базы включен генератор тока 1, то нет необходимости каждый раз измерять |t_B|-Достаточно перед измерениями партии транзисторов сделать это один раз, отрегулировав измерительный тракт таким образом, чтобы на шкале прибора значение |i_Б| соответствовало показанию |h_21э| = 1. Этот процесс называется калибровкой. Далее, измеряя

|i_к|, на шкале прибора можно отсчитать непосредственно |h_21э| испытуемого транзистора.

Рис. 3.1. Структурная схема измерителя |h_2l3|: 1 -- генератор ВЧ сигнала; 2 -- модулятор; 3 -- усилитель; 4 -- ВЧ детектор; 5 -- синхродетектор; 6 -- генератор импульсного тока I_э ; 7 -- источник U_K (С_к и С_д -- конструктивные короткозамыкающие емкости коллектора в эмиттера)

Одной из существенных трудностей при измерении f_гр является создание условий короткого замыкания на выходе транзистора. Выходную проводимость h_г22э можно рассчитать из эквивалентной схемы, используемой для маломощных транзисторов: h_22э = 2пf_грСк+ +jwС_к. Условия короткого замыкания можно выразить как |h_22э|<С <У_к._з, где У_к.з -- проводимость цепи, обеспечивающей короткое замыкание на выходе. Учитывая, что f~(0,1-0,3)f_Гр, можно принять |h₂₂э|~w_грСк=2пf_грС_к/(10⁶), где f_rp, МГц, С_к, пФ. Перепишем условие короткого замыкания в виде |2_К.₃| -- 1/|У_к.₃| <10⁶/(2лf_ГрСк). Следует иметь в виду, что на практике С_к = 200 -- 400 пФ. Для наиболее мощных ВЧ транзисторов любое включение резистора или конденсатора в качестве короткозамыкающего элемента приводит к появлению дополнительных реактивных сопротивлений из-за соединительных проводов и выводов элементов, сравнимых с реактивным сопротивлением z_K,₃. Кроме того, внутренние и внешние выводы транзисторов имеют собственную индуктивность. Для транзисторов с f_Гр=300 МГц и С_к = 300 пФ условием короткого замыкания будет |z_к._з|<10⁵/(2п*300*300)=0,16 Ом, В то же время индуктивное сопротивление реальной индуктивности вывода, составляющей 5 нГн, на частоте измерения 30 МГц будет равно 0,2 Ом. Следовательно, даже такая индуктивность не позволяет создать хорошие условия для короткого замыкания. Поэтому для обеспечения условия короткого замыкания используется явление последовательного резонанса в выходной цепи транзистора. В качестве токосъемного элемента используется конструктивный плоскопараллельный конденсатор, емкость которого выбирается так, чтобы на частоте измерения возникал последовательный резонанс емкости конденсатора и конструктивной монтажной индуктивности (включая индуктивность выводов транзистора). Обычно емкость определяют, используя расчетную монтажную индуктивность схемы и индуктивность коллекторного вывода.

Подобный способ имеет еще и то преимущество, что при последовательном резонансе ВЧ напряжение на конденсаторе достаточно велико, вследствие чего для измерения ВЧ тока коллектора |i_к| требуется менее чувствительный усилитель.

Другим обязательным требованием при измерении |Н-ц_э| является необходимость создания на входе транзистора условия, близкого к холостому ходу, т. е.

|2_г|»|2вх|, (3-5)

где 2_вх -- входное сопротивление транзистора на малом сигнале. Поскольку |z_Bx| мощных транзисторов достаточно мало, обеспечить условие (3.5) с помощью обычного резонансного контура несложно. Для исключения нагрева транзистора во время измерений используется импульсный режим, который заключается в подаче достаточно коротких импульсов смещения в эмиттер или базу при постоянном напряжении на коллекторе. Обычно максимальная длительность импульса тока составляет 10 -- 30 мкс и в любом случае должна быть много меньше тепловой постоянной времени транзистора. Но нельзя делать длительность импульса чрезмерно малой из-за того, что для измерения параметра необходимо определенное время.

Существенную проблему представляет необходимость измерения импульсного тока коллектора. Учитывая, что выходное сопротивление для малого сигнала мощного транзистора очень мало, нельзя включить в выходную цепь даже небольшое токосъемное сопротивление для контроля тока коллектора, ибо это может привести к нарушению условия короткого замыкания. Одним из возможных решений является использование для измерения Iк трансформатора тока. На практике часто используют другой способ, а именно подачу питания транзистора по схеме ОБ, т. е. подачу импульсного тока эмиттера, величину которого указывают в соответствующей документации на транзистор вместо коллекторного тока. Этот способ исключает необходимость измерения тока коллектора Iк. Измерение же эмиттерного тока не представляет трудностей. При этом по высокой частоте транзистор включен по схеме ОЭ. Дополнительным преимуществом этого способа питания является возможность поддержания постоянного значения тока эмиттера при смене транзисторов, что значительно упрощает процедуру измерений и измерительную аппаратуру, особенно в производственных условиях. Недостатком такого способа является необходимость разработки генератора больших импульсных токов.

Отметим, что ВЧ сигнал в цепи коллектора является радиоимпульсом, поскольку режим питания транзистора импульсный. На рис. 3.1 показана схема для измерения |h_21a| мощных ВЧ транзисторов с подачей импульсного тока в эмиттер. Остановимся на одной особенности измерения |h₂₁₃|. Если измерения |h₂₁₉| производятся в области I_к>I_к1 указанной на зависимости |h_21э|=f(Iк) (рис. 3.2,а), то огибающая радиоимпульса тока Iк будет иметь выбросы, как показано на рис. 3.2,6. Выбросы появляются вследствие того, что на фронтах |Н_21а| имеет большее значение, чем в номинальном режиме измерения, так как при этом Iк соответствует максимуму токовой зависимости |h_21э|. Эти выбросы могут быть причиной значительных погрешностей измерения при использовании в измерителе пикового детектора. Поэтому наиболее целесообразно использовать в измерительном тракте синхродетектор, который позволяет измерять в плоской части огибающей радиоимпульса.

Одним из нежелательных явлений, с которыми приходится сталкиваться при измерении |h_21э|, является самовозбуждение, возникающее из-за появления паразитных резонансных контуров и наличия внутренней обратной связи в самом транзисторе. Для предотвращения возбуждения конструктивный конденсатор С_э необходимо располагать непосредственно под выводом эмиттера и, кроме того, выбирать его емкость такой, чтобы она не влияла на форму импульса тока I_э и в то же время была возможно большой. Условием выбора является соотношение t_и>>С_эR_э, где t_и -- длительность импульса; R_a -- входное сопротивление транзистора в схеме ОБ, обычно составляющее при больших токах единицы и даже доли ома. Устранению самовозбуждения способствует также резистор сопротивлением в несколько ом, подключаемый в базовую цепь непосредственно к выводу базы.

Рис. 3.2. Зависимость h_21э от тока Iк и вид импульса огибающей ВЧ тока Iк для области измерения, где I_K>I_K1

Метод измерения емкостей. Для измерения емкостей транзистора С_к и С_э наиболее часто используется метод емкостно-омического делителя [24]. Однако, учитывая, достаточно большие обратные токи переходов, следует применять этот метод с известной осторожностью, особенно тщательно проверяя выполнение условия, которое необходимо соблюдать для обеспечения малой погрешности измерения:

(3.6)

где G -- проводимость утечки перехода. Как правило, это условие для коллекторного перехода соблюдается, и поэтому указанный метод может быть использован для измерения С_к. Что касается измерения С_э, то далеко не всегда удается выбрать такую частоту измерения, которая удовлетворяла бы требованию (3.6), вследствие чего приходится использовать другие методы, а именно метод замещения в параллельном резонансном контуре либо мостовой метод. Не останавливаясь на разборе этих методов, укажем, что оба они не столь производительны, как первый. Для исследовательских целей вполне пригоден метод оценки емкости С_э по графику зависимости [24] l/W_rp=f(l/I_э).

ной нагрузки» и «сопротивление нагрузки измерительной схемы». Дело в том, что мощность усиленного сигнала измеряется либо на резистивной стандартной нагрузке 50 или 75 Ом, либо, что чаще всего, с помощью измерителя мощности, входное сопротивление которого и является нагрузкой схемы. Очевидно, что от мощных ВЧ транзисторов при не слишком высоких напряжениях питания (до 50 В) нельзя получить достаточно большую мощность при столь высоком сопротивлении нагрузки. В результате между выходом транзистора и нагрузкой измерительной схемы требуется включение специального устройства, преобразующего реальные сопротивления нагрузки в требуемые малые значения. По аналогии с теорией линейных четырехполюсников такое устройство называют согласующим, хотя в полном смысле говорить о согласовании нельзя. С помощью такого устройства добиваются получения определенных сопротивлений непосредственно на выходе транзистора, соответствующих, например, максимуму отдаваемой мощности или минимуму коэффициентов комбинационных составляющих (подробнее см. в § 3.6).

Согласующее устройство должно отвечать двум основным требованиям: позволять подбирать необходимые сопротивления эквивалентной нагрузки с учетом индивидуальных свойств каждого транзистора и обеспечивать условия прохождения полученной мощности в нагрузку измерительной схемы с минимальными потерями. Для выполнения этих условий согласующее устройство должно содержать только реактивные элементы, часть из которых должна быть переменной.

Рассмотрим проблему выбора способа непосредственного измерения мощности сигнала в нагрузке. Пока не были созданы стандартные измерители больших мощностей, использовался способ, основанный на контроле напряжения U_H. Мощность вычислялась по известной формуле Р_Вых = U²н/Rн. Этот способ достаточно прост, поскольку в нем используется стандартный вольтметр. Однако он не получил широкого распространения, так как пригоден только для сигналов, близких по форме к синусоидальным. Второй способ основан на тепловом действии протекающего тока. Измерение ВЧ тока может, например, осуществляться с помощью приборов типа Т22М.

3.3 МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ Р_вых

Мощность сигнала в нагрузке Р_вых -- один из основных параметров мощных транзисторов, так как именно она в первую очередь определяет его эксплуатационные возможности [29]. Описывая метод измерения выходной мощности рвых, следует остановиться на двух проблемах: создании непосредственно на выходе транзистора условий, при которых можно получить необходимый уровень мощности в нагрузке, и на измерении этой мощности. Рассмотрим каждую проблему в отдельности.

Известно, что, когда речь идет о транзисторе, работающем в режиме А, условия получения максимальной мощности можно сформулировать достаточно просто: выходное сопротивление транзистора и сопротивление нагрузки должны быть комплексно-сопряженными. При этом их нетрудно определить и измерить, достаточно воспользоваться известными уравнениями линейного четырехполюсника, эквивалентного транзистору, работающему в режиме А:

U₁ ⁼ Z₁₁i₁ +Z₁₂i₂; (3.7)

U₂ = Z₂₁i₁+Z₂₂i₂.

При условии i₁=0 (т. е. холостой ход на входе транзистора) и включении генератора малого переменного сигнала на выходе можно вычислить выходное сопротивление транзистора z₂₂, измерив напряжение U₂ и ток i₂. Практически такое измерение вполне осуществимо для транзистора, работающего в режиме А. Иначе обстоит дело при работе в режимах АВ, В или С. В этих режимах во входной цепи транзистора смещение по постоянному току отсутствует полностью или оно настолько мало, что эмиттерный переход закрыт. В результате включение генератора в выходную цепь не дает возможности получить токи i₂, соответствующие по своим значениям рабочим режимам. Следовательно, само понятие «выходное сопротивление» становится настолько неопределенным, что не может быть использовано. Из этого следует, что и понятие «согласование» теряет обычный смысл (как это принято для мало сигнальной модели транзистора).

Рис. 3.3. Форма двухтонового сигнала в нагрузке

Для характеристик работы мощных транзисторов, работающих в режимах АВ, В и С, приходится пользоваться только понятиями «сопротивление эквивалентролировать форму сигнала, однако низкая точность подобных измерительных приборов, их ограниченный частотный диапазон, большая собственная индуктивность привели к тому, что такой способ измерений не получил широкого распространения.

В настоящее время наибольшее распространение получил калориметрический способ измерения мощности. Он основан на использовании измерителей мощности, в состав которых входят элементы, поглощающие попадающую в них высокочастотную энергию (резисторы, водяной поток, терморезисторы и т. д.), Значение мощности определяется по температуре нагреваемого ею тела. Основными достоинствами этого метода являются достаточно большой динамический диапазон измеряемых значений (от 10 Вт до 6 кВт) и относительно малая погрешность.

Рассмотрим особенности измерения выходной мощности линейных транзисторов Р_вых(по), т. е. транзисторов, работающих в двухтоновом режиме. Для них форма сигнала в нагрузке существенно отличается от синусоидальной и может быть записана в следующем виде:

(3.8)

Для двухтонового сигнала, показанного на рис. 3.3, справедливы следующие соотношения: частота ВЧ сигнала w= (w₁ + w₂) /2; частота низкочастотной огибающей Q=(w₁ -- w₂) /2. Амплитуды обоих тонов соответствуют следующему условию: U_{l =} U₂ = U. (3.9)

Величина Р_Вых(по), представляющая собой действующую мощность синусоиды с максимальной амплитудой 2U, равна:

Р_вых(по)=(2U)²/2R_н. (3.10)

Вообще говоря, определить непосредственно Р_Вых(по) можно, используя вольтметр для измерения максимального значения напряжения на известной нагрузке. Однако этот способ не получил широкого распространения по причинам, изложенным ранее, так как в этом случае требуется еще более строгий контроль формы сигнала. На практике поступают иным образом. Измеряют значение действующей мощности за период T=2п/Q, а затем вычисляют значение Р_вых(ПО). Чтобы найти соотношение этих величин, определим Р_вых как сумму действующих мощностей каждого тона:

Р_вых = Р_вых1 + Р_вых2=U²/R_н. (3.11)

Из формул (3.10) и (3.11) следует, что значение Р_вых(по) может быть определено как

Р_вых(по) = 2Р_вых. (3.12)

Заметим, однако, что использование соотношения (3.12) возможно только в том случае, если форма сигнала описывается выражением (3.8). В противном случае возникает значительная погрешность.

3.4 МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ К_УР И n_K

Для характеристики способности транзистора усиливать сигнал используется коэффициент усиления по мощности К_ур. В обозначение К_ур добавляется индекс (по), если речь идет о линейных транзисторах. Так как методы измерения Кур и K_ур(ПО) во многом совпадают, то будем рассматривать метод измерения К_ур, дополняя его особенностями измерения K_ур(ПО).

Существуют различные способы определения коэффициентов усиления по мощности в зависимости от конкретных условий измерения на входе и выходе [24]. Для определения Кур необходимо найти значения входной и выходной мощностей. Вопросы, связанные с измерением Р_вь,_х и Р_Вых(по), были рассмотрены в 3.3, поэтому остановимся только на измерении Р_вх и P_вх(п0), а также на условиях, при которых на вход транзистора может быть передана достаточно большая доля мощности от генератора возбуждения.

Чтобы получить необходимые значения мощности непосредственно на входе транзистора от генератора возбуждения со стандартным выходным сопротивлением, необходимо включить между ними согласующее устройство, аналогичное выходному. Входное согласующее устройство также является трансформатором сопротивлений, и, следовательно, схема измерения К_ур в целом является узкополосным усилителем мощности (рис. 3.4). Необходимо заметить, что, несмотря на практическое отсутствие потерь активной мощности во входном согласующем устройстве, не вся она поступает с выхода генератора возбуждения на вход испытуемого транзистора из-за неизбежного присутствия отраженного сигнала. Амплитуда этого сигнала может составлять до 1/3 амплитуды падающего сигнала; она уменьшает мощность на входе транзистора в соответствии с выражением Лшх=А-(1 -- |Г|²), где Р_г -- мощность генератора.

Рис. 3.4. Структурная схема установки для измерения Р_Вых, K_уp, М₃(М₅) и nк: 1 -- генератор возбуждения; 2 -- ослабитель входного сигнала; 3 -- фильтр высоких частот; 4 -- измеритель мощности проходящего сигнала; 5 -- контактное устройство (а и г -- входное и выходное согласующие устройства; б и в -- элементы для задания режима I_Б и U_K); 6 -- блок питания E_к; 7 -- фильтр высоких частот; 8 -- анализатор спектра; 9 -- ослабитель выходного сигнала; 10 -- измеритель поглощаемой мощности

Из этого следует, что для измерения Р_вх необходимо иметь во входной цепи измеритель |Г| или ваттметр проходящей мощности, что не всегда возможно из-за отсутствия приборов с необходимыми характеристиками. По этой причине для мощных транзисторов принято определять номинальный коэффициент усиления по мощности