Мощные высокочастотные транзисторы

K_урном⁼Р_вых/Р_вх.ном. (3.13)

Здесь Р_вых -- действующее значение мощности сигнала в нагрузке; Р_вх.ном -- действующее значение номинальной мощности генератора возбуждения. Под номинальной мощностью генератора понимается мощность сигнала, которую он может отдать на согласованную нагрузку.

Для мощных линейных транзисторов значение K_{урном(по)} по существу определяется по той же формуле (3.13), что и K_ур. Это объясняется тем, что Р_вх(по) находится так же, как и Р_вых(по), согласно выражению (3.12). Иногда для краткости индекс «ном» у Кур и Р_вх опускается, но нужно иметь в виду, что для мощных линейных транзисторов всегда используется выражение (3.13).

Значения К_ур и K_урном будут совпадать только в том случае, если |Г|=0. На практике значение K_уpном всегда ниже значения Кур, особенно если по условиям измерения других параметров, определяемых одновременно с Дурном, не всегда целесообразен режим, при котором |Г|=0. Различие между К_ур и H_уpном может достигать 20 -- 25 %.

Таким образом, практически методика измерения кур состоит в подборе эквивалентных комплексных сопротивлений нагрузки z_гн.экв и генератора z_г.экв, которые позволяют получить необходимую мощность в нагрузке при минимальной амплитуде входного сигнала [31]. После того, как подбор сделан, определяется номинальная мощность Р_вх генератора возбуждения, соответствующая данному положению регулятора амплитуды, и по формуле (3.13) рассчитывается значение К_ур или K_ур(по). При измерении K_ур(ПО) во входную Цепь испытуемого транзистора может быть подано смещение по постоянному току, если это оговорено условиями измерения.

Одновременно с измерением Р_Вых, Кур, характеризующими усилительные свойства транзистора, измеряется коэффициент полезного действия коллекторной цепи, являющийся энергетическим показателем режима работы: nк = Р_вых/(I_кU_и.п), где Р_ВЬ1Х -- мощность сигнала в нагрузке; U_m._n -- напряжение питания коллекторной цепи; /к -- постоянная составляющая тока коллектора. При измерении параметров транзисторов в режиме однотонового сигнала nк = 60 -- 70 %, а в режиме двухтонового, когда предъявляют более жесткие требования к форме сигнала, nк=45 -- 55 %.

3.5 МЕТОД ИЗМЕРЕНИЯ М₃ И М₅

Принцип измерения коэффициентов комбинационных составляющих М₃ и М₅ заключается в том, что на вход транзистора подается сигнал, состоящий из суммы двух синусоид равной амплитуды с близкими значениями частот, т. е.

U_BX=U₁sinw₁t+U₂sinw₂t (3.14)

На выходе транзистора, работающего при большом уровне мощности, спектр сигнала будет содержать различные гармоники с частотами mw и nw₂ и их комбинационные составляющие mw₁+nw₂, где т и п принимают любые целые значения, начиная с нуля. Так как выходное согласующее устройство обладает узкополосной частотной характеристикой, то в нагрузку без изменения пройдут лишь некоторые составляющие. Это будут прежде всего усиленные по мощности основные тона w₁ и w₂, а также комбинационные составляющие с частотами (1+1)w₁ -- lw₂ и (l+1)w₂ -- lw₁ где значения l=1, 2, 3,... (Порядковый номер комбинационных составляющих принято определять как 2l+1.) Полоса пропускания согласующего устройства на выходе транзистора должна быть такой, чтобы соотношение амплитуд основных тонов и близких им по частоте комбинационных составляющих сохранялось в нагрузке таким же, как на выходе транзистора.

На рис. 3.5 показан пример спектра сигнала на входе транзистора, а на рис. 3.6 часть спектра выходного сигнала, прошедшая без изменений в нагрузку. На рис. 3.6 показаны только амплитуды комбинационных составляющих третьего, пятого, седьмого и девятого порядков. Их амплитуда достаточно быстро убывает с возрастанием порядкового номера, поэтому для оценки линейных свойств транзистора обычно достаточно измерить амплитуды наибольших из них, а именно третьего и пятого порядков.

Принцип измерения M₃ состоит в том, что после достижения требуемого уровня мощности Р_ВЫХ измеряется отношение наибольшей из двух амплитуд комбинационных частот 2w₁ -- w₂ и 2w₂ -- w₁ к амплитуде основных тонов U (см. рис. 3.6). Выражение для определения М₃ (в децибелах) имеет вид

Рис. 3.5. Спектр сигнала на входе транзистора

Рис. 3.6. Часть спектра сигнала в нагрузке

M₃=20 lg(U₃/U), (3.15)

m₅ M₅=20 lg(U₅/U). (3.16)

Стремясь получить минимальные значения величин М₃ и ms, изменяют элементы согласующих устройств, подбирая соответствующие эквивалентные сопротивления на входе и выходе транзистора и, кроме того, меняя смещение входной цепи транзистора по постоянному току. Как правило, наилучший режим измерений соответствует примерно равным значениям M_z и М₅ и значительно меньшим значениям всех остальных составляющих. Непременным условием измерения является поддержание постоянного уровня мощности сигнала в нагрузке.

Остановимся более подробно на допустимом диапазоне значений Aw = w₁ -- w₂. Одно из преимуществ двухтонового метода измерений заключается в возможности наблюдать на экране анализатора спектра одновременно и основные тона, и их комбинационные составляющие, что значительно облегчает настройку измерительной системы. С этой точки зрения значение Лео должно быть достаточно малым по сравнению с полосой обзора анализаторов спектра, используемых в этом частотном диапазоне. Уменьшать Дсо целесообразно и по другой причине. Свойства транзистора усиливать сигнал изменяются с частотой. При значительном увеличении А(о каждый тон может усиливаться по-разному, что не позволит сделать правильные выводы о линейных свойствах транзистора.

Основным препятствием к уменьшению Асо является трудность построения двухтонового генератора с высокой стабильностью частоты каждого тона (см. § 3.10). Кроме того, не меньшую трудность при измерении представляет необходимость поддерживать равенство амплитуд обоих тонов. Покажем, что произойдет, если при измерениях не выполняется условие (3.9). Как известно, нелинейный четырехполюсник, которым можно описать поведение транзистора, может быть в первом приближении охарактеризован следующей зависимостью выходного напряжения от входного:

U_выз(t)=k_lU_BX(t)+k₂U²_вх(t)+...+k_nUⁿ_вх(t), (3.17)

где члены ряда убывают с возрастанием их порядкового номера.

Из формулы (3.17) с учетом выражения (3.14) можно получить формулы для определения амплитуд симметричных составляющих третьего и пятого порядков (если для простоты ограничиться числом п = 5):

Из формул (3.18) и (3.19) [а также (3.20) и (3.21)] следует, что при возрастании амплитуды какого-либо одного тона величина U_2w1-w2 перестанет быть равной U_2w2-w1, a величина U_3w1-2w2 нe будет равняться U_{3w2 -2со}. На практике это будет означать увеличение погрешности измерений комбинационных составляющих в спектре выходного сигнала (см. § 3.10).

3.6 ОСОБЕННОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ ЛИНЕЙНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

В предыдущих параграфах мы рассмотрели методы измерения энергетических параметров, предполагая, что эти измерения не взаимосвязаны. Однако, как показывает практика, режимы, соответствующие наилучшим значениям K_ур(ПО) и М₃, измеренным в отдельности, различны. Так, максимальное значение Кур (по) (для простоты чтения в дальнейшем индекс «по» опускается) достигается в режиме, характеризующемся сравнительно небольшими токами и достаточно большими мгновенными напряжениями на коллекторе в то время, как режим наименьшего значения М₃ характеризуется значительно большими токами коллектора и практически отсутствием перегрузок по напряжению на коллекторе. Иными словами, можно сказать, что эквивалентные сопротивления генератора и нагрузки, при которых достигаются наилучшие значения параметров K_УР и M₃, различны [29 -- 31].

Для разработчика информация о значениях параметров, полученных в различных, не связанных между собой режимах, не имеет практической ценности. Для проектирования аппаратуры необходимо знать значения K_ур и Мз, измеренные в одном режиме при определенном уровне отдаваемой мощности. Это означает, что измерение энергетических параметров транзисторов должно проводиться в одном режиме. Следует отметить, что подобная ситуация характерна и для генераторных транзисторов, для которых измеряются K_ур и nк в одном режиме при определенном значении Р_вых, и для малошумящих приборов, для которых одновременно измеряются K_ш и K_ур.

Для линейных транзисторов положение еще более усложняется, так как режимы наилучших значений K_ур и Мз существенно различны и, кроме того, они зависят не только от уровня сигнала, но и от условий измерения на входе и выходе транзистора как на основной частоте, так и на частотах высших гармоник. Условимся характеризовать каждый режим уровнем мощности рвых и комплексными сопротивлениями z_г.экв и z_н.экв. Пусть наилучшему значению К_ур соответствуют сопротивления z_г.экв1 и z_н.экв1, а наилучшему значению

Mз -- z_г.экв2 и z_н.экв2. Если предположить, что на параметры транзистора установлены нормы, соответствующие наилучшим значениям К_ур и М₃, то выпуск таких приборов был бы невозможен, так как сочетание этих значений в одном режиме получить нельзя. Если же уменьшить нормы на параметры К_ур и М₃, то появятся определенные области режимов, отвечающие установленным нормам на каждый параметр. Проиллюстрируем это графическим построением областей сопротивлений, например, для Z_r.экв, выполненных на комплексной плоскости.

Рис. 3.7. Области сопротивлений для Z_г._экв = =f(K_ур, М₃): 1 -- область maxK_ур; 2 -- область minM₃; 3 -- область оптимальных режимов; 4 -- область минимального отраженного сигнала на входе

Рис. 3.8. Области сопротивлений для z_г._экв -- =f(K_Ур, М₃): 1 -- область тах K_ур; 2 -- область minM₃; 4 -- область минимального отраженного сигнала на входе измерительной схемы

На рис. 3.7 и 3.8 показаны две области значений г_г.экв, соответствующие определенным нормам на К_ур и М₃, причем на рис. 3.7 эти области пересекаются, а на рис. 3.8 такого пересечения нет. Это означает, что в первом случае существует общая область сопротивлений, позволяющая обеспечить необходимые значения параметров, а во втором -- такой области нет, т. е. выпуск приборов невозможен. Такое же построение можно выполнить и для z_н.экв (рис. 3.9), указав также область, общую для значений Кур и Af₃, соответствующую заданным нормам. Следует отметить, что размеры и положение области на комплексной плоскости для Z_r._экв и Z_н.экв взаимозависимы. Это означает, что положение общей области для Z_г.экв зависит от значений Z_н.экв, при котором оно было получено, и наоборот (рис. 3.10 и 3.11). Такая зависимость существенно усложняет поиск общей области. Если к этому добавить, что у каждого транзистора из-за разброса энергетических параметров имеются свои области, удовлетворяющие требуемым нормам, то станут очевидными трудности, стоящие при измерении энергетических параметров линейных транзисторов в условиях производства.

Рис. 3.9. Области сопротивлений для z_н.экв: 1 -- область таxК_ур, 2 -- область minM₃; 3 -- область оптимальных режимов

Рис. 3.10. Области оптимальных сопротивлений для z_г.экв при разных значениях z_н.экв на частоте измерений w

Обратимся теперь к особенностям измерения энергетических параметров. Поскольку практически невозможно рассчитать или каким-либо другим способом определить сопротивления, которые должны быть установлены на входе и выходе каждого транзистора перед измерением параметров, остается лишь экспериментальный путь нахождения необходимых значений z_г.экв и 2н.экв. Он может быть трудным или легким в зависимости от размеров общей области (см. рис. 3.7, 3.9 и 3.12). Естественно, что чем больше эта область, тем легче ее найти в процессе измерений. Возможны различные пути расширения этих областей. Один из них -- это снижение норм на параметры, что нежелательно. Другой путь -- расширение у транзисторов области оптимальных сопротивлений, которая легко находилась бы при измерениях. Этот путь определяется технологическими и конструктивными особенностями изготовления транзисторов, и соответственно нормы на параметры устанавливаются с учетом обеспечения возможности выпуска транзисторов. Однако из-за того, что никогда неизвестно заранее, существует ли у данного транзистора область оптимального режима или она отсутствует и следует ли затрачивать время на ее поиск или нет, в производстве идут на определение потери, измеряя всю партию транзисторов при одних и тех же сопротивлениях z_r._экв и Z_н._экв. Это обстоятельство является основной особенностью измерения энергетических параметров транзисторов данного класса.

Рис. 3.11. Области оптимальных сопротивлений для z_г._экв при разных значениях zн.экв на частотах, больших w(2w)

Рис. 3.12. Области оптимальных сопротивлений г_н.экв при разных значениях Рвых (Р_вых1 >Р _вых2 > р _Вых3)

Ответим на вопрос: как находится необходимая пара значений Z_г._экв и Z_н,_кэв или (как будет показано далее) как осуществляется фиксированная настройка согласующего устройства? Как правило, эта настройка определяется при разработке транзисторов путем экспериментального подбора сопротивлений для партии. Вначале настраиваются на получение наибольшего значения Кур. Далее с помощью анализатора спектра производится настройка на заданный уровень значений М₃. Если транзисторы обладают достаточными запасали по параметрам, то двумя-тремя пробами удается подобрать такую настройку входной и выходной цепей, при которой основная масса из партии транзисторов окажется годной по установленным нормам. Вслед за этим полученная настройка фиксируется, и в дальнейшем именно она используется для измерения энергетических параметров при производстве.

3.7 СОГЛАСУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА

Как уже было сказано, понятие согласования не может быть применимо при описании работы мощного ВЧ транзистора. Однако при дальнейшем рассмотрении мы будем продолжать называть (как это принято в литературе) соответствующее устройство согласующим, хотя правильнее было бы называть его трансформатором сопротивлений. Остановимся коротко на различных вариантах согласующих устройств [32], наиболее распространенные примеры которых приведены на рис. 3.13. По вариантам включения элементов различают Г, Т и П-образные схемы согласующих устройств.

В процессе производства, где энергетические параметры измеряются в определенном выбранном устройстве при фиксированной настройке не имеет значения, какой из вариантов устройства используется в измерительной установке. Однако, когда предстоит выбрать схему согласующего устройства (например, при разработке нового типа транзистора), правильное решение вопроса помогает быстро провести оптимальную настройку.

Выбор варианта согласующего устройства в первую очередь зависит от того, по какому параметру имеются наименьшие запасы у измеряемого типа транзистора. Даже если каждая из указанных схем может обеспечить одинаковые значения Z_г._Экв и Z_н._экв, условия работы по высшим гармоникам обязательно будут различны, что может повлиять на результаты измерений.

В измерительных схемах на рис. 3.13,а и б сопротивления на входе транзистора для высших гармоник (если эти схемы используются только в коллекторной Цепи) будут большими по сравнению со схемой на tpac. 3.13,e и, следовательно, форма тока будет близка к синусоидальной при несинусоидальном напряжении.

Рис. 3.13. Согласующие устройства: а -- измерительная схема с Т-образным входным и Г-образным выходным согласующими устройствами; б -- измерительная схема с П-образным входным и Т-образным выходным согласующими устройствами; 8 -- измерительная схема с Т-образным входным и П-образным выходным согласующими устройствами

Для схемы на рис. 3.13,в положение будет обратным. С этой точки зрения для выявления лучших линейных свойств транзистора целесообразно использовать на входе Т-образную схему, так как она позволяет получить более близкую к синусоидальной форму входного тока, а на выходе -- П-образную, обеспечивающую более близкую к синусоидальной форму выходного напряжения. Помимо этого, основного фактора обычно учитываются и другие особенности согласующих схем. Так, когда необходимо производить настройку, выбор схемы может определяться удобством поиска оптимальной настройки.

Для оценки различных согласующих устройств с этой точки зрения построим графическое изображение зависимости эквивалентного сопротивления каждого согласующего устройства от изменения емкости одного из переменных конденсаторов при постоянной емкости другого и при нагрузке R_H (на входе или выходе согласующего устройства в зависимости от места его включения по отношению к транзистору). Построенные таким образом регулировочные кривые для разных типов схем показаны на рис. 3.14 -- 3.16.

Очевидно, что наиболее удобным следует считать семейство регулировочных кривых, которые располагаются параллельно осям мнимых и действительных значений. При этом изменение емкости каждого переменного конденсатора по отдельности позволяет независимо изменять активную и реактивную составляющие и, следовательно, быстрее найти необходимое сопротивление.

Рис. 3.14. Зависимость сопротивления 2_ЭКВ от емкостей конденсаторов С1 и С2 для Т-образной схемы

Рис. 3.15. Зависимость сопротивления 2_ЭКВ от емкостей конденсаторов С1 и С2 для Г-образной схемы

Рис 3.16. Зависимость сопротивления г_экв от емкостей конденсаторов С1 и С2 для П-образной схемы

В наибольшей степени к такому виду приближаются характеристики Г-образной схемы (см. рис. 3.15). Практическое ее удобство заключается в том, что выбор активной составляющей сопротивления достигается изменением емкости только одного конденсатора С1. С помощью емкости второго С2 подбирается только суммарная реактивная составляющая сопротивления. В этом смысле Т-образная схема не обладает необходимым качеством.

Как следует из регулировочных кривых, при изменении каждого из переменных конденсаторов изменяются одновременно активная и реактивная составляющие сопротивления. Наихудшей для настройки является П-образная схема, так как ее регулировочные кривые в некоторой области имеют вид расходящегося пучка (заштрихованная часть на рис. 3.16). Таким образом, наиболее предпочтительна с точки зрения быстроты нахождения оптимального сопротивления Г-образная схема.

Рассмотрим еще один фактор, также имеющий существенное значение при выборе согласующего устройства. Очень часто для получения необходимого сопротивления требуется включение в согласующее устройство конденсаторов больших номиналов. Реальные же постоянные и переменные конденсаторы обладают собственной индуктивностью. Если частота измерений велика, то индуктивное сопротивление конденсаторов может стать сравнимым с емкостным.

Расчет показывает, что Т-образная схема согласующего устройства позволяет получить одни и те же эквивалентные сопротивления с меньшими номиналами конденсаторов, нежели Г-образная схема. С этой точки зрения, а также учитывая остальные факторы, на низких частотах в качестве выходного согласующего устройства целесообразно использовать Г-образную схему, а на высоких -- Т-образную. В качестве же входного согласующего устройства, как было указано ранее, используется обычно Т-образная схема.

3.8 МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ z_bx

На первый взгляд может показаться, что измерение входного сопротивления транзистора Z_3X=R+jX является достаточно простой задачей. Действительно, обеспечив в процессе измерения энергетических параметров режим, при котором |Г|=0 на входе, и предположив известным выходное сопротивление генератора R_r, можно измерить конкретные величины элементов согласующего устройства и обычным способом рассчитать эквивалентное сопротивление z_г.экв на входе транзистора. Сопряженная ему величина и будет zbx. Однако на самом деле определение z_ВХ -- технически сложная задача, ибо сопротивление мощных транзисторов достаточно мало и даже небольшие ошибки в Измерении значений элементов согласующего устройства дают очень большую ошибку в определении z_вх [31]. Кроме того, наличие паразитных реактивностей самих элементов и их монтажа (емкость катушки, индуктивность соединительных проводов и т. д.), сопротивления которых определить достаточно сложно, делает расчетный путь практически бесперспективным. Для измерения z_вх не удается использовать и выпускаемые в настоящее время измерители сопротивлений РЗ-32 и РЗ-33, а также панорамные измерители, поскольку погрешность этих установок при определении z_ВХ мощных ВЧ транзисторов превышает сами измеряемые значения.

На практике применяется сложный, но позволяющий. Достаточно точно определять составляющие г_вх, метод Замещения. Этот метод при определении г_вх заключается в нахождении значений элементов эквивалентного двухполюсника, замещающего в измерительной схеме испытуемый транзистор. Наиболее удобным прибором, определяющим правильность подбора такого двухполюсника, является индикатор падающей и отраженной волн, включенный между генератором и согласующим устройством на входе транзистора. Входное сопротивление измеряется следующим образом. Вначале устанавливается режим измерений энергетических параметров транзисторов в условиях согласования по входу, т. е. при |Г| =0. (Этот режим близок к режиму наилучшего K_ур.) Затем, устанавливая вместо испытуемого транзистора двухполюсник и подбирая его элементы так, чтобы коэффициент отражения [Г] был близок к нулю, определяют сопротивление двухполюсника, которое равно z_BX (z_Вх=R±jX). Основные трудности описываемого метода заключаются в подборе и определении значений элементов.

Рассмотрим вначале конструкцию двухполюсника. Активная составляющая R должна иметь возможно малые паразитные индуктивности, поэтому целесообразно резистивные сопротивления изготавливать на плате путем напыления. Размеры таких напыленных сопротивлений не превышают, как правило, десятых долей миллиметра, и их индуктивность пренебрежимо мала. Поскольку реактивная составляющая входного сопротивления может иметь разный знак, то и двухполюсник должен быть выполнен так, чтобы имелась возможность получать как +jX, так и -- jX. В связи с этим реактивная часть двухполюсника выполняется из последовательно соединенных сосредоточенной индуктивности, изготовленной в виде небольшой катушки, и конденсатора, с помощью которого изменяют знак и значение реактивной составляющей. Таким образом, реактивная составляющая представляет собой алгебраическую сумму сопротивлений X=wL -- 1/wC. Для более удобного выбора диапазона изменения X емкость должна состоять из суммы двух емкостей -- постоянной и переменной. Перед измерениями необходимо снять регулировочный график, подобный показанному на рис. 3.17. Для этого следует знать суммарное значение toL, которое складывается из постоянной сосредоточенной индуктивности и паразитных индуктивностей реальных элементов (конденсаторов, резисторов, элементов монтажа). Это значение определяется из условия последовательного резонанса. Находя положение ротора переменного конденсатора, соответствующее последовательному резонансу, измеряют затем Срез и из условия резонанса X=Q вычисляют значение wL, после чего путем расчета получают регулировочный график. Само измерение г_вх состоит в последовательном подборе сопротивлений R и X двухполюсника с целью получения режима, при котором |Г|=0.

Описанная методика позволяет измерять достаточно малые сопротивления. В зависимости от качества изготовления двухполюсника и тщательности проведения измерений можно измерить минимальные значения активной составляющей г_вх (0,1 Ом) и реактивной (1,5 Ом).

Рис. 3.17. Типовая зависимость ±jX=f(n) для эквивалентного двухполюсника

Методика измерения z_bx, основанная на методе замещения, может быть использована не только тогда, когда измерение энергетических параметров транзистора проводится в режиме согласования по входу. Часто для получения наилучших значений параметров используется режим, отличающийся от согласованного. В этом случае с помощью метода замещения можно определить эквивалентное сопротивление генератора z_г.экв, включенного на входе транзистора. Порядок измерений остается таким же, так же определяются элементы эквивалентного двухполюсника, а сопротивление z_r.3kb является комплексно-сопряженным с сопротивлением эквивалентного двухполюсника.

Отметим, что если наилучшее сочетание значений параметров получено в режиме, где |Г|=/=0, то разработчику аппаратуры желательно знать не входное сопротивление z_вх> а сопротивление z_г.экв, потому что именно с его помощью можно спроектировать аппаратуру оптимальным образом.

3.9 ОСОБЕННОСТИ АППАРАТУРЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ

Все методы измерений электрических параметров, рассмотренные в гл. 3, практически реализованы в стандартной или нестандартной измерительной аппаратуре, используемой при разработке и производстве ВЧ транзисторов. Из стандартных приборов следует назвать измеритель Л2-42, предназначенный для измерения статических параметров мощных транзисторов. В нем используется импульсный метод измерения статического коэффициента передачи тока h_2l9, а обратные токи измеряются при подаче постоянного напряжения.

Принципы построения измерителей, предназначенных для измерения |Л_21Э|, С_к, С_э, в общем достаточно ясно следуют из рассмотрения соответствующих методов измерения и поэтому не требуют специального обсуждения. Общие требования к контактным устройствам достаточно подробно рассмотрены в [23]. Наиболее сложной и наименее освещенной в литературе является аппаратура, предназначенная для измерения энергетических параметров транзисторов.

Введение для характеристики линейных свойств мощных транзисторов параметров M₃(Ms) привело к значительному усложнению аппаратуры, используемой обычно для измерения только К-ур и Рвых [32]. Необходимость определения одновременно всей совокупности энергетических параметров, да еще при высоком уровне мощности сигнала в нагрузке, выдвинуло ряд специальных требований к измерительной аппаратуре. Во-первых, для получения больших значений Р_вых необходимо на вход испытуемого транзистора подавать сигнал также достаточно большой амплитуды. Во-вторых, для определения всей совокупности энергетических параметров входной сигнал генератора возбуждения должен обеспечивать возможность измерений как в однотоновом, так и в двухтоновом режимах. В-третьих, в измерительной установке должен содержаться источник питания U_B для задания режима постоянного смещения входной цепи транзистора. В-четвертых, в измерительной установке для испытуемого транзистора должны быть обеспечены достаточно хорошие условия охлаждения. Все сказанное определило принципы построения аппаратуры для измерения энергетических параметров мощных ВЧ транзисторов.

Один из вариантов подобной установки был показан на рис. 3.4, Основной интерес представляет рассмотрение генератора двухто-нового и однотонового сигналов 1 и контактного устройства 5. Ослабитель 2 включается для уменьшения влияния нагрузки -- входа измерительной схемы -- на работу генератора возбуждения. Очевидно, что включение ослабителя вынуждает использовать генератор с большей выходной мощностью. Ослабитель на выходе 9 включается в том случае, когда значение Рвых превышает диапазон мощностей, измеряемых прибором 10. Коэффициенты ослабления должны определяться на рабочей частоте для уменьшения общей погрешности измерения.

Фильтры гармонических составляющих 4 и 7 могут отсутствовать, если полоса пропускания согласующих устройств достаточно узкая и обеспечивает необходимую фильтрацию высших гармонических составляющих.

Генератор возбуждения. Построение двухтонового генератора при создании измерительной установки представляет главную трудность. Как было сказано в § 3.5, сигнал на выходе этого генератора должен состоять из суммы двух синусоид равной амплитуды и с относительно малой разностью частот.

Применение стандартных генераторов при условии, что частота измерения составляет от 1,5 до 100 МГц, а разность частот всего от 1 до 10 кГц, невозможно, так как подобные двухтоновые генераторы нашей промышленностью не выпускаются, а включение двух отдельных генераторов не позволяет получить необходимые значения Дw. В связи с этим используются специально разработанные двухтоновые генераторы, структурная схема одного из которых показана на рис. 3.18.

Рис. 3.18. Структурная схема генератора возбуждения: 1, 3 -- генераторы основных частот ионов); 2. п -- блоки питания генераторов и усилителей мощности; 4 -- блок управления амплитудой опорного тока; 5, 7 -- усилители мощности; S -- блок управления амплитудой регулируемого тона: 9 -- бл задания амплитуды опорного тока; 10 -- блок калибровки; 11 -- смеситель: 12 -- контактное устройство; 13 -- блок питания и контроля.

Генератор возбуждения состоит из двух одинаковых каналов, в каждом из которых имеется свой маломощный генератор синусоидального сигнала (блоки 1 и 3), обязательно содержащий кварцевый резонатор, благодаря которому и достигается высокая стабильность частоты каждого тона. Выходной сигнал генераторного каскада усиливается до десятков милливатт, а затем поступает на усилитель мощности (блоки 5 и 7). Между генератором и усилителем мощности включается ослабитель для уменьшения их взаимного влияния. Каждый усилитель мощности состоит из трех каскадов, имеющих устройства для согласования сопротивлений на входе и выходе, аналогичных по своему строению схемам, показанным на рис. 3.13. Это позволяет настраивать каждый каскад отдельно, согласуя его входное и выходное сопротивления с одним и тем же стандартным сопротивлением нагрузки. Выходные сигналы усилителей мощности обоих каналов складываются с помощью мостового смесителя (блок 11), содержащего три основные индуктивности и одну емкость. Такое построение смесителя, во-первых, обеспечивает необходимые фазовые соотношения в нагрузке и балластном резисторе и, во-вторых, позволяет уменьшить взаимное влияние каналов. Для плавной регулировки амплитуд обоих тонов и поддержания равенства их во всем динамическом диапазоне имеются две следящие системы (блоки 4 и 8). Первая из них осуществляет сравнение устанавливаемого постоянного напряжения (блок 9) и напряжения, пропорционального амплитуде одного, принятого за опорный, тона.

Напряжение, равное их разности, усиливается усилителем постоянного тока и поступает в цепь питания первого каскада, уменьшая или увеличивая уровень его выходного сигнала. Так осуществляется главная регулировка амплитуды одного (опорного) тока. Аналогичная система управляет работой второго усилителя мощности. Различие заключается в том, что одним из сравниваемых является напряжение, пропорциональное амплитуде опорного тона, а вторым -- напряжение, пропорциональное амплитуде второго тона.

Как сказано ранее, существенным требованием, которому должен отвечать генератор возбуждения, является низкий уровень собственных комбинационных составляющих спектра. Появление их объясняется смешиванием в оконечном каскаде усилителя мощности двух сигналов: собственного усиливаемого и сигнала, поступающего через мост сложения из другого канала. Уменьшение амплитуды комбинационных составляющих достигается выбором режима смещения по постоянному току в каскадах усилителя и соответствующей корректировкой элементов настройки выходных каскадов, а также элементов моста сложения. Таким образом удается получить собственный уровень комбинационных составляющих не хуже минус (36 -- 40) дБ.

Контактное устройство. Контактные устройства могут различаться согласующими устройствами, включаемыми на входе и выходе транзистора, как это указано в § 3.7. Пример одного из возможных вариантов контактного устройства показан на рис. 3.4. Любое подобное контактное устройство содержит ряд обязательных элементов. Прежде всего это сами контактные площадки, к которым присоединяются выводы транзистора, включенного по схеме ОЭ. Конструкция непосредственно контактной части должна обеспечивать минимальную индуктивность между эмиттерными выводами и шиной заземления, так как наличие этой индуктивности вызывает уменьшение коэффициента усиления по мощности.

Для охлаждения испытуемого транзистора в измерительной схеме используется принудительный водяной поток. Охлаждение имеет важное значение, так как чрезмерное повышение температуры может привести к выходу прибора из строя в процессе измерения.

Каждое контактное устройство содержит элементы, с помощью которых задается режим смещения по постоянному току на испытуемый транзистор. Последовательно с коллектором обязательно включается индуктивность, сопротивление которой на рабочей частоте должно быть, с одной стороны, достаточно большим, чтобы обеспечить работу транзистора в режиме В (индуктивность L3 на рис. 3.4). С другой стороны, при увеличении индуктивности возрастают мгновенные напряжения на коллекторе, что создает опасность выхода транзистора из строя при настройке измерительной схемы.

Для обеспечения режима смещения входной цепи транзистора в контактном устройстве имеется индуктивность (L2 на рис. 3.4). Она выбирается достаточно большой, чтобы не вызывать уменьшения переменного сигнала на входе транзистора. Напряжение смещения U_Б поступает от источника постоянного тока через делитель R1, R2. Сопротивления выбираются по возможности малыми, обычно около 1 Ом. Необходимость этого связана с детектированием сигнала на эмиттерном переходе, имеющем диодную характеристику. Вследствие разных прямого и обратного напряжений потенциал базы уменьшается по отношению к эмиттеру при увеличении амплитуды сигнала, т. е. транзистор несколько подзапирается.

Таким образом, напряжение на эмиттерном переходе U_эб в режиме измерений является алгебраической суммой двух величин: открывающего напряжения и запирающего, определяемого детектированием. Именно эта сумма напряжений контролируется вольтметром постоянного тока непосредственно после получения требуемого уровня Р_вых.

3.10 ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ

Вопросы, связанные с общей методикой расчета погрешности измерения параметров транзисторов, достаточно подробно освещены в литературе. В то же время погрешности измерения энергетических параметров именно мощных транзисторов нигде отдельно не рассмотрены. В связи с этим целесообразно дать оценку возможных значений частных и общих погрешностей этих измерений. Для простоты рассмотрения вопроса примем допущение, что расчет общей погрешности измерительной аппаратуры может быть произведен по формуле

(3.22)

где би.а -- погрешность измерительной аппаратуры; б, -- частная погрешность.

Остановимся специально на одной стороне вопроса, недостаточно четко изложенной в [25]. Речь идет о различии понятий общей погрешности измерения и общей погрешности измерительной аппаратуры. Как известно, при измерении параметров транзисторов может возникать частная погрешность от неточности задания или поддержания режима измерений. Эта погрешность определяется зависимостью измеряемого параметра от величин, характеризующих режим измерений и, следовательно, полностью зависит от свойств транзистора. Поэтому такую составляющую погрешности нельзя рассматривать как частную погрешность, присущую измерительной аппаратуре, а следует трактовать как отдельную режимную погрешность и учитывать при расчете общей погрешности измерения по формуле

где б_изм -- общая погрешность измерения; б_р -- режимная погрешность.

Погрешность измерения Р_вых и К_уР. Вначале рассмотрим вопросы, связанные с аппаратурной погрешностью при измерении Рвых, а затем остановимся на режимной погрешности, определяемой зависимостью отдаваемой мощности от напряжения питания транзистора.

Для стрелочных измерителей мощности первая составляющая погрешности составляет ±10%. Использование цифровых измерителей мощности позволяет снизить это значение до ±5%. Режимная погрешность, если считать, что зависимость Р_вых от напряжения питания в первом приближении квадратична, будет близка к ±(1 -- 2) %, так как точность установки напряжения коллектора с использованием современных цифровых вольтметров составляет ±(0,5 -- 1) %.

Из приведенных данных следует, что доминирующей погрешностью в данном случае является погрешность измерителя мощности, и поэтому использование более точных приборов позволяет решающим образом уменьшить общую погрешность измерения.

Из определения К_ур следует, что основными частными составляющими являются погрешности измерения рвых и Рвх. Предполагая, что Р_ВЫх и Р_вх измеряются либо одним и тем же прибором, либо приборами одинакового класса, можно считать, что каждая из этих составляющих находится в пределах от ±5 до 10%. При измерении Р_вх появляется еще одна частная погрешность, определяемая точностью градуировки индикатора падающей мощности, если Кур измеряется в режиме согласования по входу или точностью отсчета Р_вх по положению регулятора мощности входного генератора, если измеряется Курком. И в том, и в другом случаях при тщательном выполнении процесса градуировки эта составляющая погрешности может быть сделана менее ±5%. Используя формулу (3.22), получим погрешность измерения Кур в наихудшем случае не более ±15%.

Погрешность определения Р_Вых(по). Величина, Рвых(по), как сказано в § 3.3, обычно не измеряется непосредственно измерителем мощности, а вычисляется по значению Рвых согласно формуле (3.12). Однако, поскольку далеко не всегда в процессе измерения контролируется форма выходного напряжения, использование этого соотношения может привести к появлению дополнительной погрешности при определении Р_вых(по). Следовательно, вообще говоря, нужно в каждом конкретном случае находить коэффициент, связывающий величины р_вых и р_вых(по). Один из наиболее часто встречающихся случаев, когда надо находить такую связь, -- это искажение формы двухтонового сигнала в виде уплощения вершины огибающей.

Форма сигнала для этого случая приведена на рис. 3.19. Она может быть записана следующими аналитическими выражениями:

(3.23)

Если для такого сигнала найти отношение действующего значения мощности за период Г, т. е. Р_ВЫX к мощности для синусоиды с амплитудой напряжения 2UcosQt₁, то после алгебраических преобразований с учетом того, что t₁/T<1, получаем

Рвых(по)/ Рвых~ 1/ (0,5+2t₁ / Т).

Отсюда следует, что уже при t₁ = 10° погрешность определения рвых(по), если пользоваться формулой (3.12), будет более 10 %.

При измерении энергетических параметров мощных транзисторов форма сигнала с помощью осциллографа обычно не контролируется, а определяется его спектр путем использования анализатора спектра. Поэтому представляет интерес вопрос об ограничении уровня значений М₃(М₅), при котором дополнительная погрешность не превышает 10%. Экспериментальное сравнение формы и спектра сигнала показало, что если уровень М₃(М₅) больше -- 21 дБ, пользоваться выражением (3.12) нельзя.

Погрешность измерения М₃(М₅). Переходя к рассмотрению погрешности измерения коэффициента комбинационных составляющих М₃(М₅), так же, как и в предыдущих разделах, оцениваем отдельно инструментальную и режимную погрешности. Анализ их значений проведем таким образом, чтобы показать возможные пути их уменьшения и одновременно сформулировать соответствующие требования к генератору возбуждения.

Рис. 3.19. Двухтоновый сигнал искаженной формы в нагрузке.

Инструментальная погрешность измерений Мз определяется следующими слагаемыми: собственными комбинационными составляющими генератора возбуждения, разностью амплитуд основных тонов этого генератора, изменением коэффициента пропускания выходного согласующего устройства в рабочей полосе частот и погрешностью измерения используемого анализатора спектра. Рассмотрим каждую из этих слагаемых в отдельности.

У реального генератора возбуждения в спектре выходного сигнала всегда содержатся комбинационные составляющие третьего и пятого порядков, которые неизбежно вносят погрешность при измерении комбинационных составляющих транзистора. Если для упрощения считать, что выходной сигнал генератора содержит только основные тона и комбинационные составляющие третьего и пятого порядков, то в нагрузке сигнал кроме усиленных основных тонов будет содержать усиленные во столько же раз комбинационные составляющие третьего и пятого порядков входного сигнала (М_3г и М_5г), комбинационные составляющие третьего и пятого порядков, обусловленные нелинейностью исследуемого транзистора при поступлении на его вход основных тонов (M_3т и М_5т), а также дополнительные слагаемые, обусловленные нелинейностью в транзисторе при поступлении на его вход комбинационных составляющих третьего и пятого порядков. Однако в связи с тем, что мы рассматриваем транзисторы с достаточно высокими линейными свойствами, значение последних слагаемых будет настолько мало, что при оценке погрешностей ими можно пренебречь. Каждому значению Мзг и М_5г, M_зT и М_5т будут соответствовать амплитуды комбинационных составляющих U_3г и U_5T, U_3т и U_5т, которые можно найти, используя формулу (3.15). Для нахождения результирующих значений U₃ и U₅ воспользуемся правилом сложения случайных величин (так как относительный фазовый сдвиг каждой пары слагаемых, например, Uзг и Uзт, может иметь произвольное значение от 0 до 360°). В соответствии с этим правилом результирующая амплитуда комбинационной составляющей, например, третьего порядка будет равна U₃= VU²_sr+U²_3T. Определим теперь разность значения Мз. соответствующего амплитуде Us, и значения этого коэф фициента для идеального генератора. Путем несложных выкладок получим

(3.25)

Основываясь на выражении (3.25), можно показать, что для транзисторов, у которых значение М₃ не превышает -- 27 дБ, погрешность измерения не превышает ±1 дБ, если коэффициент комбинационных составляющих генератора будет, по крайней мере, на 6 дБ ниже требуемого уровня М₃ для транзистора (первое требование к генератору возбуждения).

Вторая возможная причина погрешности -- разность амплитуд у основных тонов генератора возбуждения. Представим себе, что амплитуда тона с частотой он больше относительного среднего уровня U, а амплитуда лона с частотой w₂ меньше. Для простоты расчета рассмотрим часто встречающийся на практике случай, когда в формуле (3.19) k₅<k_з, что позволяет воспользоваться упрощенным выражением для нахождения наибольшей амплитуды комбинационной составляющей третьего порядка

(3.26)

Наибольшую погрешность измерения можно получить, если найти отношение наименьшей амплитуды основного тока U_w2 к наибольшей амплитуде комбинационной составляющей третьего порядка U_2w1-w2. Значение U_в§ можно найти, использовав формулы (3.17) и (3.14):

(3.27)

Сравним теперь значение М₃ для рассматриваемого случая и тогда, когда амплитуды обоих тонов равны некоторому среднему уровню U, определив тем самым частную составляющую погрешности. Исходя из выражений (3.26) и (3.27), а также с учетом (3.15) найдем

(3.28)

Из формулы (3.28) следует второе требование к генератору возбуждения: чтобы рассматриваемая составляющая погрешности не превышала ±1 дБ, расхождение тонов относительно среднего уровня, обеспечиваю щего заданное значение Р_вых, не должно превышает: 0,5 дБ во всем диапазоне изменения сигнала генератора (при этом расхождение тонов U₁ и U₂ составит около 1 дБ).

Третьим фактором, представляющим возможный источник погрешности, является уменьшение коэффициента пропускания выходного согласующего устройства в рабочей полосе частот. Эта составляющая погрешности мала, так как полоса пропускания обычно составляет 2 -- 3 МГц, а максимальное значение разности частот основных тонов Аw/2п=10 кГц. Если принять линейный закон уменьшения коэффициента пропускания в полосе обзора, то для комбинационных составляющих третьего и пятого порядков погрешность измерения не превышает ±0,015 дБ. Все это позволяет пренебречь этой частной составляющей.

Рассмотрим теперь инструментальную погрешность при измерении анализатором спектра. Она состоит из двух частных погрешностей. Первая из них связана с погрешностью отсчета амплитуд, которая для лучших отечественных анализаторов спектра, работающих в диапазоне 1,5 -- 100 МГц, не превышает ±1 дБ. Вторая составляющая значительно меньше и зависит от неравномерности собственной частотной характеристики в полосе обзора. Значение этой составляющей не превышает 0,1 -- 0,2 дБ, что достаточно мало по сравнению с рассмотренными ранее.

Для нахождения общей погрешности просуммируем все значения частных составляющих в соответствии с формулой (3.22), перейдя предварительно от логарифмической формы к обычной. Найденное таким путем значение инструментальной погрешности не превышает ±1,8 дБ при соблюдении рассмотренных ранее требований к генератору.

Остановимся теперь на режимной погрешности. Ее значение определяется зависимостью M₃=f(Р_вых), типовой характер которой показан на рис. 3.20. Очевидно, целесообразно режим измерения выбирать таким образом, чтобы он соответствовал пологому участку графика. Это позволяет снизить погрешность измерений до значения ±0,5 дБ вместо 1 -- 2 дБ, соответствующих крутому участку зависимости.

Таким образом, если выполнить все требования, сформулированные ранее к генератору возбуждения, и если правильно выбрать режим измерений, то общее значение погрешности не превысит ±2 дБ. В тех же случаях (например, в условиях производства), когда можно уменьшить различие амплитуд тонов и коэффициент комбинационных составляющих генератора для более узкого диапазона измерения Р_Вых, общую погрешность можно снизить до ±1 дБ.

Погрешность измерения z_bx. Рассматривая режимную погрешность измерения Z_ВХ, отмечаем, что в наибольшей степени ее значение зависит от постоянного смещения U_эБ и в наименьшей от Р_вых и U_И._П. Для мощных ВЧ транзисторов эта составляющая погрешности не превышает, как правило, 0,02 -- 0,03 Ом при измерении активной части входного сопротивления и 0,1 Ом при измерении реактивной.

Рис. 3.20. Типовая зависимость коэффициента комбинационных составляющих третьего порядка от выходной мощности

Оценивая инструментальную погрешность, следует разделить ее на две части. Первая часть зависит от погрешности, с которой измеряется значение КСВН (или |Г|), и от влияния отклонения этого значения от 1 (или |Г| от нуля) на погрешность определения z_bx. Последнее, очевидно, будет зависеть от варианта схемы согласующего устройства и конкретных значений его элементов. На практике эта часть погрешности близка к режимной, т. е. не превышает значения около 0,02 Ом для активной части и 0,1 Ом для реактивной.

Вторая часть инструментальной погрешности имеет значительно большее значение. Она связана с погрешностью измерения R и X параметров эквивалентного двухполюсника. При определении сопротивлений точность измерения может быть получена достаточно высокой. В связи с этим полная (с учетом и инструментальной, и режимной составляющих) погрешность измерения активной части сопротивлений не превышает 0,05 Ом. Наибольшая погрешность в измерении реактивной части сопротивления возникает при градуировке двухполюсника. Для определения X необходимо точно знать значение wL цепи двухполюсника. Трудность заключается в том, что в значение L входят паразитные индуктивности включенных элементов: индуктивности монтажа, конденсаторов и резисторов. (Индуктивности резисторов можно сделать пренебрежимо малыми (см. § 3.8).)

Рис. 3.21. Схема градуировки X эквивалентного двухполюсника: 1 -- генератор сигнала; 2 -- измеритель КСВН; 3 -- эквивалентный двухполюсник R =75 (50) Ом

Для измерения суммарной индуктивности цепи используется явление последовательного резонанса; coL определяется из выражения a)L= 1/(wС_рез). Основная погрешность при определении X возникает не столько за счет погрешности измерения значений С и со (они могут быть сделаны достаточно малыми), сколько за счет трудности установления С_рез при последовательном резонансе.

Рис. 3.22. Типовая зависимость AU=f(n)

Это объясняется очень плавным характером изменения напряжения, непосредственно измеряемого при определении С_рез, от его значения при подходе к точке резонанса. Например, если в схеме, показанной на рис. 3.21, измерять ДU -- разность напряжений в максимуме и минимуме стоячей волны в зависимости от изменения положения ротора переменного конденсатора (п -- число делений, определяющих это положение), то получается типовой график, показанный на рис. 3.22. Для определения С_рез используется метод двух отсчетов «справа» и «слева» от искомого значения. Считая, что зависимость ДU=f(n) имеет квадратичный характер, можно определить относительную погрешность измерения С_рез согласно формуле, полученной после несложных алгебраических преобразований: