Мощные высокочастотные транзисторы

Измерения ВЧ параметров (выходной мощности, коэффициента усиления по мощности, коэффициентов комбинационных частот) целесообразно проводить только один раз, лучше всего в процессе цеховых измерений, несмотря на то, что нет возможности заложить при этом высокие технологические запасы. Причина этого заключается в том, что измерения этих параметров весьма сложны и трудоемки, и в процессе этих измерений требуется осуществлять настройку по входу и выходу. При проведении этих измерений возможно возникновение перегрузок, способных в принципе вывести прибор из строя. Несмотря на то, что, как многократно упоминалось, мощные ВЧ транзисторы -- это приборы, к которым предъявляются разнообразные и противоречивые требования, и что поэтому они не могут иметь больших запасов по своим электрическим и тепловым характеристикам, особенности их применения заставляют предъявлять к ним дополнительные требования. Речь идет о том, что схемы применения мощных ВЧ транзисторов чрезвычайно трудно сконструировать таким образом, чтобы в них совершенно не создавались перегрузочные режимы. Избавиться от этих перегрузок можно, если использовать транзисторы со снижением режимов (токов, напряжений и мощностей). Но при этом окажется, что возможности транзисторов будут недоиспользованы, по крайней мере, в несколько раз. В связи с этим приходится искать еще одно компромиссное решение: транзистор должен выдерживать определенный уровень перегрузок, а схема должна быть сконструирована так, чтобы этот уровень не превышался. Для мощных ВЧ транзисторов, предназначенных, например, для работы в линейных широкополосных усилителях, требования к допустимым перегрузкам принято формулировать так, чтобы условия при их проверке были максимально близки к тому, с чем приходиться встречаться при реальной эксплуатации приборов.

4.4 УСТОЙЧИВОСТЬ ТРАНЗИСТОРОВ К РАССОГЛАСОВАНИЮ НАГРУЗКИ

Как правило, мощные ВЧ транзисторы используются в выходных каскадах линейных широкополосных усилителей, где их нагрузкой является антенное устройство. Для наилучшего использования транзисторов аппаратура должна быть спроектирована таким образом, чтобы режим на выходе транзистора был близок к оптимальному. Практически осуществить такой режим довольно сложно, особенно если не идти на подбор согласующих элементов для каждого транзистора, так как разброс характеристик между отдельными экземплярами транзисторов достаточно велик. Однако, даже если такой режим на выходе и может быть получен, в процессе наладки аппаратуры и в процессе ее эксплуатации возможны аварийные ситуации, например, обрыв антенны или короткое замыкание на выходе транзистора. Антенна не подключается непосредственно к выходу транзистора, а между ним имеется согласующее устройство. Это устройство может рассматриваться как отрезок длинной линии. При прохождении по этой линии сигнала может возникать стоячая волна. Появление стоячей волны вызовет значительные изменения режима транзистора, которые при неблагоприятных фазах коэффициента отражения приведут к значительным перегрузкам.

В общем случае можно утверждать, что в аварийных ситуациях на выходе транзистора могут происходить произвольные изменения комплексной нагрузки; ее модуль может изменяться от нуля до бесконечности, а фаза может принимать при этом любые значения от нуля до 360°. Экспериментальные исследования показывают, что при таком произвольном изменении нагрузки напряжение на коллекторе транзистора и ток через транзистор могут изменяться весьма значительно: их пиковые значения могут в несколько раз превосходить напряжение и ток, соответствующие оптимальному режиму на выходе транзистора. Если подобные условия возникают на выходе транзистора, работающего в реальном устройстве, то он может оказаться очень сильно перегруженным по напряжению, току и мощности. На случай подобных ситуаций аппаратура снабжается защитными устройствами, но, как правило, такая защита срабатывает через сравнительно большой промежуток времени -- до десятых долей секунды. Необходимо, чтобы транзистор, оказавшийся в реальных условиях, выдерживал рассогласованный режим.

Добиться этого можно различными путями. Можно эксплуатировать транзисторы при сниженных значениях выходной мощности и напряжения питания, при этом напряжение и выходную мощность надо снижать до тех пор, пока не будет гарантировано, что при любых условиях рассогласования на выходе ток через транзистор, напряжение на нем и рассеиваемая мощность не будут превосходить предельно допустимые значения. В этом случае транзисторы будут выдерживать рассогласованный режим в течение любого времени. Однако возможности их при этом будут чрезвычайно сильно недоиспользованы. Можно поступить иначе: и транзисторах, работающих в ВЧ усилителе в номинальном режиме по отдаваемой мощности и напряжению питания, определить на основе экспериментальных исследований время, в течение которого они могут выдерживать любое рассогласование, или установить условия рассогласования, которые прибор может выдерживать определенное время (скажем, 1 -- 3 с).

Возможен еще один вариант. Транзисторы при работе в номинальном режиме могут не выдерживать произвольного рассогласования, но выдержат его при несколько сниженном режиме, когда токи, напряжения и мощности в момент рассогласования будут достигать значений, превосходящих предельно допустимые, но транзисторы будут еще достаточно устойчивы к подобным перегрузкам.

Способность транзисторов выдерживать перегрузки зависит от имеющихся запасов по напряжению, току и допустимой мощности рассеяния, но при этом надо учитывать следующее. Если перегрузка происходит по напряжению, то транзистор или не выдержит ее при весьма кратковременном воздействии (как только наступит необратимый электрический пробой), или будет устойчив к ней достаточно длительное время (если при перегрузке необратимый электрический пробой не наступает). Если же происходят перегрузки по току или мощности рассеяния, то устойчивость к ним, безусловно, зависит от их продолжительности, так как оба вида перегрузок приводят к общему или локальному разогреву прибора.

Рассмотрим теперь мероприятия, обеспечивающие надежность мощных ВЧ транзисторов, в том случае, когда они подвергаются перегрузкам в результате рассогласования. Если при рассогласовании ни напряжения, ни токи, ни мощности не будут превосходить предельно допустимые значения, то никаких специальных мер по обеспечению надежности не требуется. Если же в процессе рассогласования превышаются предельно допустимые напряжения, ток или мощность, то гарантировать надежность при подобных условиях эксплуатации можно, если технология изготовления транзисторов предусматривает их специальную проверку.

Остановимся на принципах построения методики подобной проверки. Обычно берется ВЧ резонансный усилитель, в котором измеряются основные параметры мощных ВЧ транзисторов (Р_вых, К_ур, М₃, М₅, КПД). После того, как на выходе усилителя устанавливаются оптимальный режим и номинальная мощность, вместо нагрузки подключают испытательное устройство, которое можно рассматривать как отрезок длинной линии, замкнутой активным сопротивлением. Элементы настройки позволяют менять действующую длину линии или, иначе говоря, активную и реактивную составляющие нагрузки. Если в оптимальном режиме нагрузка связана с испытуемым транзистором через линию с волновым сопротивлением 75 Ом, то обычно в рассматриваемом устройстве отрезок линии замыкается резистором сопротивлением 2,5 Ом. При этом КСВН будет равен 30: 1. Такое значение КСВН не позволяет получить условия от полного обрыва до полного короткого замыкания нагрузки, но реально обеспечиваемый диапазон изменений достаточно близок к этим условиям.

Можно проводить разные испытания, создавая на выходе рассогласованные условия: можно сразу после достижения режима номинальной выходной мощности подключить вместо нагрузки рассогласованный отрезок длинной линии, можно перед этим снимать напряжение питания, а после переключения опять подавать это напряжение, а можно перед переключением снять входной сигнал, а после переключения опять подавать на вход тот же сигнал. Но надо следить за тем, чтобы, с одной стороны, снятие и подача напряжения или входного сигнала происходили достаточно быстро (за время, намного меньшее, чем длительность самого испытания) и, с другой стороны, чтобы все эти операции не приводили к появлению значительных бросков напряжения или тока. При значительных бросках испытания фактически могут резко ужесточиться, причем непредсказуемым образом, и они уже не будут соответствовать тем реальным условиям рассогласования, устойчивость к которым следует проверять.

Изменяя в испытательном устройстве активное сопротивление и индуктивность или емкость, можно изменять значение КСВН и фазу отражения. Очевидно, что при более высоких значениях КСВН перегрузки при рассогласовании будут более значительными, чем такие же перегрузки при менее высоких КСВН. Результаты экспериментов показывают, что при рассогласовании напряжение, ток и мощность рассеяния могут возрастать в несколько раз по сравнению с оптимальным режимом, но при этом максимум напряжения, тока и мощности рассеяния наступает при разных значениях фазы нагрузки.

Испытания на проверку устойчивости к рассогласованию должны проводиться так, чтобы транзистор обязательно оказывался в наиболее жестких условиях. В зависимости от длительности испытаний такими условиями могут оказаться положения, соответствующие максимуму мощности рассеяния (при более длительных испытаниях), максимуму напряжения (при более кратковременных испытаниях); возможно, что самым жестким условиям будет соответствовать положение, в котором достаточно высокая мощность рассеяния сочетается с напряжением пусть не максимальным, но достаточно высоким.

Могут применяться два варианта методики испытаний. Один из них основан на том, что предварительно экспериментально определяют, при каких фазах нагрузки создаются наиболее жесткие условия рассогласования. Для каждого транзистора таких положений может быть два или три. Если разброс параметров испытуемых транзисторов невелик, то можно фиксировать эти положения и затем ввести в технологию испытания каждого транзистора в течение заданного времени в каждом из этих положений. Однако в реальных условиях разброс параметров транзисторов часто бывает большим и в соответствии с этим выбор фаз нагрузки, соответствующих наихудшим условиям рассогласования, оказывается достаточно условным. Поэтому можно рекомендовать другой вариант методики испытаний: после подключения к выходу транзистора устройства, эквивалентного изменяемому отрезку длинной линии, специальным приспособлением настраиваемый элемент переводится через все его возможные положения. При этом каждый транзистор, безусловно, окажется во всех наиболее опасных режимах. Недостатком второго варианта методики является то, что испытание, во время которого проходятся все возможные фазы рассогласования, нельзя вести слишком долго, так как оно сопровождается выделением мощностей, значительно превосходящих предельно допустимые. Практика показывает, что такие испытания нельзя продолжать более 1 -- 3 с. Однако при этом длительность нахождения в каждом из опасных положений будет длиться около 0,1 -- 0,2 с, а это время достаточно для срабатывания в реальной аппаратуре защитного устройства при попадании транзистора в аварийный режим.

Так как процесс испытания транзистора на устойчивость к рассогласованию нагрузки связан с перегрузками, неизбежно возникает вопрос: не приведут ли эти испытания к изменениям деградационного характера, которые впоследствии при эксплуатации вызовут отказ транзистора? В настоящее время единственным способом убедиться в том, что это не произойдет, является многократное проведение подобных испытаний на группе транзисторов. Если при этом не будет обнаружено никаких изменений в характеристиках и параметрах транзисторов, то с довольно большой степенью достоверности можно считать, что таких изменений испытания на устойчивость к рассогласованию нагрузки не вызывают.

Если же испытания на устойчивость к рассогласованию транзисторов, работающих в номинальном режиме, приводят к их деградационным изменениям или катастрофическим отказам, то целесообразно проверить устойчивость транзисторов к рассогласованию в режимах со сниженным уровнем отдаваемой мощности и в результате установить тот уровень, при котором они выдерживают любой или заданный уровень рассогласования в течение заданного интервала времени достаточно надежно.

Итак, при выполнении конструктивных и технологических мер, направленных на обеспечение высокой надежности, а также при правильном конструировании аппаратуры и соблюдении правил эксплуатации, несмотря на незначительность запасов мощных ВЧ транзисторов по основным их параметрам, эти приборы будут работать в аппаратуре с достаточно высокой надежностью.

ГЛАВА ПЯТАЯ

НЕКОТОРЫЕ ВОПРОСЫ ПРИМЕНЕНИЯ МОЩНЫХ ВЧ ТРАНЗИСТОРОВ

5.1 ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСТРОЙСТВАХ НА МОЩНЫХ ВЧ ТРАНЗИСТОРАХ

На мощных транзисторах строят тракты усиления мощности ВЧ сигналов радиопередатчиков [46 -- 48J, преобразователи напряжения питания подвижной и стационарной аппаратуры [49], блоки развертки телевизионных приемников [50J, системы зажигания двигателей внутреннего сгорания [51] и т. п.

Основными энергетическими характеристиками этих устройств являются мощность выходного сигнала и коэффициент полезного действия. Кроме того, в зависимости от назначения и условий эксплуатации аппаратуры нередко используются и другие, среди которых в первую очередь следует отметить уровень нежелательных колебаний, устойчивость к механическим и климатическим воздействиям, восприимчивость к посторонним сигналам, сохранение работоспособности в аварийной ситуации, массогабаритные и стоимостные характеристики. В зависимости от того, какие из указанной совокупности характеристик определяющие, выбираются схема построения, тип полупроводниковых приборов и режим работы того или иного устройства.

Что касается схемы построения, то практически для большинства из перечисленных устройств она содержит один из таких узлов, как усилитель мощности или мощный автогенератор. Нередко эти узлы используются вместе [49].

В усилителях мощности, работающих на частотах до 100 МГц, основной схемой включения транзистора является схема с общим эмиттером (ОЭ). Реже используется включение по схеме с общей базой (ОБ) и крайне редко -- по схеме с общим коллектором (ОК). Напомним, что термин «общий» характеризует электрод, являющийся общим для входного и выходного сигналов. На рис. 5.1,а например, показана схема простейшего усилителя с ОЭ. Здесь входной сигнал через конденсатор С1 подается между базой и эмиттером, а выходной сигнал через конденсатор С2 снимается с промежутка эмиттер -- коллектор транзистора. Цепь смещения из источника ЭДС U_{см с} входным сопротивлением R1 и цепь питания из источника ЭДС U_и._п с дросселем L1 служат для установления требуемого режима работы усилителя. Конденсатор С1, пропуская входной ВЧ сигнал, разделяет по постоянному току источник сигнала и входную цепь усилителя, а конденсатор С2, пропуская усиленный ВЧ сигнал в нагрузку, разделяет по постоянному току выходную цепь усилителя и нагрузку. Поэтому указанные конденсаторы нередко называют разделительными.

Аналогичные функции выполняют элементы С1, С2, U_CM, U_и._п, R1, L1 в других усилителях -- усилителе с ОБ (рис. 5.1,6) и усилителе с ОК (рис. 5.1,в).

Термин «общий» не следует путать с термином «заземленный» хотя обычно общий электрод, как это видно из рис. 5.1,а -- в, является одновременно и заземленным по высокой частоте, а нередко и по постоянному току. Тем не менее встречаются усилители, в которых один из электродов -- общий, а другой -- заземленный. Например, на рис. 5.1,г показана используемая иногда на практике схема усилителя с ОЭ и заземленным коллектором. В таком усилителе входной сигнал действует между базой и эмиттером, а выходной -- между эмиттером и коллектором, как в усилителе по схеме рис. 5.1,а; в то же время здесь заземлен коллектор, как в усилителе по схеме на рис. 5.1, в, хотя, в отличие от этой схемы, он не является общим. Указанное включение приходится использовать в тех исключительных случаях, когда необходимо обеспечить хороший теплоотвод от транзистора, корпус которого гальванически соединен с коллектором, и в то же время сохранить высокие усилительные свойства, обеспечиваемые при включении транзистора по схеме с ОЭ.

Рис. 5.1. Включение транзистора по схеме ОЭ (а), ОБ (б), ОК (в) и по схеме ОЭ при заземленном коллекторе (г)

Применяя в усилителе мощности положительную обратную связь из выходной цепи во входную и увеличивая ее глубину, можно добиться самовозбуждения усилителя и получить из него таким образом мощный автогенератор [52]. Анализируя устойчивость таких усилителей в отсутствие внешнего сигнала и выявляя на основе такого анализа неустойчивые схемы и режимы работы, можно проектировать устройства, наиболее пригодные для работы в качестве мощных автогенераторов [53]. В этой связи изучение автогенераторов не требует какого-либо специального подхода и может быть проведено на основе тех же схем и с помощью того же аппарата, которые используются при анализе усилителей мощности.

Преобладающим видом приборов, применяемых в усилителях мощности и мощных автогенераторах, являются биполярные транзисторы. Эти приборы обеспечивают высокие энергетические характеристики, имеют широкую градацию номиналов напряжения питания, легки и просты в управлении, а в случае нормирования линейных характеристик обеспечивают усиление амплитудно-модулированных сигналов с минимальными нелинейными искажениями. Тем не менее в ряде случаев предпочтение может быть отдано появившимся в последнее время мощным полевым транзисторам, отличаются меньшим уровнем шума и возможностью работы не только на высоких, но и на низких частотах (вследствие меньшей вероятности вторичного пробоя). Нередко лучшими характеристиками обладают устройства, в которых одновременно используются оба вида полупроводниковых приборов.

Рис. 5.2. Схема простейшего усилителя (с источником сигнала и нагрузкой)

Наиболее эффективным режимом работы для устройств на мощных транзисторах является ключевой режим. Работу в этом режиме можно проиллюстрировать с помощью простейшего усилителя, схема которого показана на рис. 5.2. Здесь входной сигнал и напряжение смещения подаются на базу транзистора от соответствующих источников через сопротивление r_г; нагрузкой служит резистор r_н, соединяющий источник питания с коллектором транзистора. Считая известными ЭДС источника сигнала и смещения, найдем значение и форму напряжения на нагрузке и выходного тока усилителя. Для этого, пользуясь входной характеристикой транзистора I_Б (U_Бэ). представленной на рис. 5.3,а кривой У, и вольт-амперной характеристикой резистора г_г, показан-ной на том же рисунке прямой II, сложим абсциссы то-чек этих характеристик, соответствующие одной и той же ординате. Соединяя полученные таким образом точ-ки кривой, построим вольт-амперную характеристику входной цепи I_Б(u_г. U_CM). Она представлена на рис. 5.3,а кривой III.

Теперь обратимся к семейству выходных характеристик транзистора I_к (U_эк) (рис. 5.3,6) и нанесем на него нагрузочную характеристику усилителя. Она, как известно, представляет собой прямую, проведенную через две точки на осях координат -- (U_и._п, 0) и (0, U_и._и/r_н).

Рис. 5.3. Определение формы выходного сигнала с помощью входной и выходных характеристик транзистора

Из трех показанных на рис. 5.3,6 нагрузочных характеристик усилителя, соответствующих различным значением нагрузочных сопротивлений и представляющих работу усилителя в недонапряженном (HU_и.п), критическом (KU_и.n) и перенапряженном или ключевом (ПU_и._п) режимах, в рассматриваемом случае воспользуемся последней. Принимая U_См=0 и полагая, что и_г, Как показано на рис. 5.3,#, изменяется по синусоидальному закону, через точки кривой III (рис. 5.3,а) с ординатами, соответствующими токам базы, при которых построены выходные характеристики (рис. 5.3,6), проведем вертикальные прямые до пересечения с кривой u_r(t) на рис. 5.3,0. Из этих точек кривой u_r(t) проведем горизонтальные прямые до пересечения с перпендикулярными прямыми, проведенными через точки пересечения нагрузочной характеристики с выходными характеристиками, полученными при исходных значениях тока базы. Соединяя найденные таким образом точки, построим кривую (рис. 5.3,г), представляющую изменение коллекторного напряжения u_k(t). Если же через точки пересечения нагрузочной характеристики ПU_и._п с выходными характеристиками транзистора провести горизонтальные прямые до пересечения с вертикальными прямыми, построенными, как показано на рисунке, с помощью прямых, пересекающих u_r(t)_f и соединить полученные точки, то получится кривая (рис. 5.3,д), представляющая изменение тока коллектора i_к (t).

Как видно, кривые на рис. 5.3,г и д имеют форму, близкую к П-образной, причем при максимуме тока наблюдается минимум напряжения и, наоборот, при максимуме напряжения -- минимум тока. В этом случае мощность рассеивания, определяемая произведением u_к(t)i_к(t), мала. Еще меньше она получается при П-образной форме u_r(t), когда транзистор, работая практически в чисто ключевом режиме, находится то в состоянии отсечки, то в состоянии насыщения. При этом вовсе не обязательно, чтобы и ток, и напряжение на коллекторе имели бы П-образную форму: достаточно, чтобы в одну часть периода ток, а в другую -- напряжение, имели бы по возможности близкие к нулю значения [46]. При этом КПД каскада будет тем выше, чем меньше напряжение насыщения транзистора в открытом состоянии и чем меньше его начальный ток в состоянии отсечки. Важную роль при этом играет длительность переходных процессов из состояния отсечки в состояние насыщения и наоборот: чем она меньше, тем выше КПД. Когда ток закрытого транзистора, напряжение насыщенного транзистора и длительность переходных процессов близки к нулю, может быть получено значение КПД, близкое к 100%. В практических устройствах при существующих типах транзисторов на невысоких частотах при ключевом режиме работы КПД достигает 95 -- 98%. С повышением частоты из-за возрастающего влияния барьерных, диффузионных емкостей и индуктивностей выводов прибора относительная длительность переходных процессов увеличивается, что приводит к увеличению мощности рассеивания, а следовательно, и к снижению КПД всего устройства. В настоящее время верхняя граница области частот, в которой реализуется ключевой режим с КПД не хуже 80%, составляет 30 МГц. В отличие от ключевого, другие режимы работы характеризуются меньшими значениями КПД. Однако для них более просто получить высокие значения некоторых других характеристик.

Широко известны режимы работы А, В, С. В режиме А коллекторный ток протекает непрерывно на протяжении всего периода усиливаемого сигнала; в режиме В -- только в течение полупериода, а в режиме С -- менее полупериода усиливаемого сигнала. При использовании этих режимов следует иметь в виду, что лучшая линейность и худший КПД получаются при работе в режиме А и, наоборот, худшая линейность и более вы-сокий КПД -- при работе в режиме С; очень часто для линейного усиления амплитудно-модулированных сигналов используется режим В, несколько уступающий режиму А по линейности усиления, но существенно превосходящий его по энергетическим характеристикам.

По степени напряженности режимы работы делятся на недонапряженный, критический и перенапряженный. Недонапряженный режим реализуется при таких нагрузках и напряжениях возбуждения, когда напряжение на коллекторе в любую часть периода усиливаемого сигнала остается все время выше напряжения насыщения транзистора. Соответствующая этому режиму нагрузочная характеристика, представленная на рис. 5.3,6 прямой HU_и..п, не достигает линии критического режима ОК даже при максимальном из возможных (при заданном возбуждении) токах базы. Критический режим является промежуточным между недонапряженным и перенапряженным. В этом режиме напряжение на коллекторе достигает напряжения насыщения, но только в одной точке -- при максимальном токе базы. Соответствующая этому режиму нагрузочная характеристика (KU_и.п на рис. 5.3,6) пересекает выходную характеристику транзистора, соответствующую максимальному току базы, в месте ее наибольшей кривизны -- при переходе от почти горизонтальной части к участку резкой зависимости 1_к(и_эк). И наконец, перенапряженный режим, получается, когда транзистор часть периода находится в состоянии насыщения. В этом режиме нагрузочная характеристика, представленная на рис. 5.3,6 прямой ПU_и._п, пересекает линию критического режима ОК еще до достижения током базы своего максимального (при заданном возбуждении) значения. Таким образом, в соответствии с рис. 5.3,6 область ниже прямой KU_и.п -- это область перенапряженного режима, а выше -- недонапряженного. Перенапряженный режим характеризуется большими значениями КПД, а недонапряженный -- меньшими, но недонапряженный, в отличие от перенапряженного, пригоден для линейного усиления. Поэтому нередко встречается сочетание недонапряженного режима и режима В или А, когда на первый план выступает требование линейности усиления, и сочетание перенапряженного режима и режима С (или В), когда необходимо получить высокие энергетические характеристики. Последнее сочетание является необходимым для ключевого режима, для реализации которого требуется еще и быстрое переключение транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения и, наоборот, из состояния насыщения в состояние отсечки.

Важной характеристикой транзистора при его работе в составе того или иного устройства является входное сопротивление. Входное сопротивление, как показано в [54], наиболее резко зависит от режима работы устройства и частоты сигнала. В меньшей степени проявляется его зависимость от характера и величины нагрузки усилителя. И наконец, от характера выходного сопротивления источника сигнала входное сопротивление почти не зависит. Индуктивности выводов транзистора в области высоких частот оказывают большое влияние на входное сопротивление, увеличивая его активную и реактивную (с учетом знака) составляющие. При этом коэффициент усиления по мощности всего устройства падает. Вывод о слабом влиянии источника сигнала на входное сопротивление представляется особенно важным для практики, поскольку указывает сравнительно простой путь определения оптимального выходного сопротивления источника сигнала (как комплексно-сопряженного к входному сопротивлению, найденному при любом сопротивлении генератора), с помощью которого уже можно при заданном сопротивлении генератора найти параметры согласующего четырехполюсника [55].

Таким образом, в общих чертах мы рассмотрели основные задачи, характеристики, схемы включения транзистора и режимы работы устройств на мощных транзисторах. Материал излагался с позиций применения транзисторов в каскадах усилителей мощности. Это не случайно. Во-первых, как уже отмечалось, усилители мощности служат основой большинства перечисленных устройств. А во-вторых, при использовании на высоких частотах в составе радиопередатчиков усилители в значительной степени определяют параметры передающей аппаратуры и в этой связи заслуживают самого серьезного изучения. Учитывая это и принимая во внимание, что практически любые вопросы реализации ВЧ усилителей мощности имеют самое непосредственное отношение к другим радиотехническим устройствам на мощных транзисторах, остановимся на их изучении более подробно.

5.2 ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Высокочастотные усилители мощности строят по схеме, содержащей каскады усиления, фильтр и цепи автоматики. Усилители характеризуются номинальной выходной и минимальной входной мощностями, диапазоном рабочих частот, КПД, чувствительностью к изменению нагрузки, уровнем нежелательных колебаний, устойчивостью и надежностью работы, массой, габаритами, стоимостью.

Получаемые в настоящее время максимальные значения выходной мощности на частотах до 100 МГц составляют несколько десятков киловатт. При существенно меньшей мощности, отдаваемой отдельными транзисторами (не более 200 Вт), эти значения достигаются специальными устройствами сложения сигналов, среди которых наиболее распространены делители и сумматоры мощности [46]. Существует множество разновидностей этих устройств [46 -- 48, 56]. По величине фазового сдвига их делят на синфазные (с фазовым сдвигом суммируемых сигналов ф=0), противофазные (ф = я), квадратурные (ф = п/2) и др.; по виду исполнения -- с распределенными и сосредоточенными элементами; по способу соединения с нагрузкой -- на последовательные и параллельные и т. д.

Одним из основных требований, предъявляемых к устройствам сложения сигналов, является обеспечение наименьшего взаимного влияния отдельных модулей, мощности которых суммируются (так называемая развязка модулей). Посмотрим, как выполняется это требование в простом синфазном сумматоре на трансформаторах. Схема такого сумматора на трансформаторах Т4 -- Т6 вместе с делителем (на трансформаторах Т1 -- ТЗ) и суммируемыми каскадами (на транзисторах VT1 и VT2) без цепей смещения и питания показана на рис. 5.4. Трансформаторы Т4 -- Т6 имеют коэффициенты трансформации соответственно 1,1 и 1/V2 (здесь r_н -- сопротивление нагрузки, R_Б -- балластный резистор, сопротивление которого равно 2г_н). При нормальных условиях работы, когда напряжения на коллекторах синфазны и их амплитуды равны, ток в балластном резисторе отсутствует. Трансформатор Т6 приводит к двум последовательно соединенным обмоткам трансформаторов Т4 и Т5 сопротивление 2r_н, так что на коллекторе каждого транзистора сопротивление нагрузки составляет r_н. Представим теперь, что коллектор транзистора VT2 оказался замкнутым с его эмиттером. В таком случае вторичная обмотка трансформатора Т5 представляет собой крайне малое сопротивление для ВЧ сигнала, так что сопротивление 2r_н, приведенное к первичной обмотке трансформатора Т6, полностью приводится ко вторичной обмотке трансформатора Т4, а следовательно, и к коллектору транзистора VT1. Но параллельно VT1 при этом оказывается подключен балластный резистор такого же сопротивления, т. е. несмотря на изменение режима работы, во втором каскаде условия работы первого каскада не изменились -- он по-прежнему работает на нагрузочное сопротивление r_н. Но, поскольку половина его мощности теперь поступает в балластный резистор, в нагрузке остается только половинная мощность одного каскада, что в 4 раза меньше мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку до изменения нормальных условий работы. Чем большее число каскадов используется для получения выходной мощности, тем меньше сказывается изменение условий работы в том или другом каскаде на общей мощности в нагрузке. Например, в усилителе с выходной мощностью 4,5 кВт, получаемой в результате суммирования мощностей 32 транзисторных каскадов, при отказе одного каскада выходная мощность снижалась всего лишь до 4,3 кВт. Таким образом, очень малое взаимное влияние каскадов в устройстве сложения мощностей позволяет, максимально используя усилительные свойства каждого транзистора, обеспечить высокую надежность его работы, а следовательно, безотказную работу усилителя мощности в целом.

Рис. 5.4. Схема усилителя со сложением мощности на трансформаторах

Суммирующее устройство выбирается исходя из характера и условий работы усилителя, поскольку при решении главной задачи -- сложения сигналов -- можно, используя те или иные особенности конкретного вида сумматора, улучшить другие характеристики усилителя, например ослабить некоторые виды нежелательных колебаний или уменьшить чувствительность к рассогласованию нагрузки.

Удовлетворительная развязка модулей, а также малый уровень нежелательных колебаний третьего порядка, низкая чувствительность к изменению нагрузки и слабое влияние суммируемых каскадов на предварительный усилитель получаются при использовании квадратурных сумматоров мощности. Противофазные сумматоры при удовлетворительной развязке подавляют нежелательные колебания второго порядка. Чередование квадратурных и противофазных устройств сложения, например, когда два модуля складываются противофазно, а объединенные таким образом пары модулей -- квадратурно, в значительной степени сочетает достоинства обоих видов суммирующих устройств. По этим причинам квадратурные и противофазные сумматоры и делители мощности, выполненные, например, на длинных коаксиальных или полосковых линиях, трансформаторах, получили широкое распространение в усилителях с выходной мощностью от 10 Вт и выше.

Следующий параметр усилителя -- минимальная входная мощность -- определяется допустимым уровнем шума и устойчивостью работы и в этой связи зависит от схемы, режима работы и конструкции усилителя. Влияние шума на чувствительность усилителя объясняется следующим. Известно, что приводимая к входу усилителя мощность шума определяется по формуле Р_ш = 4kTF_шДf [57], где k -- постоянная Больцмана; Т -- абсолютная температура; F_m -- коэффициент шума;

Af - ширина полосы частот, в которой определяется

Р_ш. Но при заданном отношении сигнал/шум К_ш на выходе усилителя мощность входного сигнала Р_с не должна быть меньше, чем Р_ШК_Ш. Отсюда следует, что минимально допустимое значение входного сигнала, характеризующее таким образом чувствительность усилителя, определяется как Р_Стш=4kTF_щK_шДf. При заданных К_ш и Af все входящие в это выражение величины известны, за исключением F_JI. С помощью общеизвестных соотношений нетрудно показать, что в нелинейном усилителе, каким в общем случае является усилитель мощности, при достаточно большом коэффициенте усиления по мощности первого каскада

где F_ш1 -- коэффициент шума первого каскада; у_т+1 -- отношение коэффициентов усиления мощности шума к коэффициенту усиления мощности сигнала в (m+1)-м каскаде усилителя, содержащего п каскадов. В зависимости от режима работы каскада -- это отношение определяется по формуле

входящие в эту формулу коэффициенты находятся по таблицам [58]. Например, для четырехкаскадного усилителя мощностью 50 Вт при F_m1 = 6, Y₂=1,6, Yз=1,7, Y₄=1,9 имеем F_ш=31, что при K_ш=120 дБ, Дf=20 кГц и 4kT = 1,62*10-²⁰ Вт/Гц дает Р_Ш=1*10^-14 Вт и P_cmin=10 МВт, т. е. при оговоренных условиях минимально допустимое значение входного сигнала характеризуется напряжением около 1 В на сопротивлении 75 Ом. Заметим, что указанное определение чувствительности справедливо, если на входе усилителя действует сигнал, в котором мощность шума, по крайней мере, на порядок ниже, чем приведенная к входу мощность собственного шума усилителя Р_ш, так как иначе не будет получено приемлемое отношение сигнал/шум Kш. Если эта разница в величинах шума на входе не соблюдается, то для обеспечения требуемого значения K_ш между источниками сигнала и усилителем должна быть установлена селективная цепь, приводящая к необходимому подавлению шума при заданной расстройке от рабочей частоты.

Рис. 5.7. Схема усилителя с выходной мощностью 15 Вт для диапазона частот 2 -- 30 МГц

Другим фактором, ограничивающим чувствительность усилителя, является устойчивость. В этом вопросе помимо схемных решений большая роль принадлежит конструктивному выполнению блока, и выбор входного напряжения зависит от соотношения входного сигнала и сигнала, полученного за счет паразитной обратной связи. Усилитель можно считать устойчивым, если разница в уровнях входного сигнала при нормальной его работе и при выключенном напряжении питания выходного каскада не превышает 10 %. Для примера укажем, что такая величина при входном напряжении 0,3 В на сопротивлении 75 Ом получается без усложнения с коэфициентом усиления не менее 19 дБ при напряжении питания 12 В. Схема этого модуля с габаритами не более 30X14X5 мм и массой не более 15 г приведена на рис. 5.5. На рис. 5.6 показана схема построенного на основе этого модуля усилителя диапазона 30 -- 80 МГц с выходной мощностью не менее 1,5 Вт и КПД 35 -- 40 %. Близкие характеристики (при других квадратурных делителе и сумматоре мощности) были получены и на более низких, и на более высоких участках диапазона 1,5 -- 120 МГц.

Таблица 5.1

Рис. 5.8. Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2 -- 30 МГц

Таблица 5.2

Ширина полосы частот при больших уровнях мощности в значительной степени определяется межкаскадными согласующими цепями, в качестве которых используются широкополосные трансформаторы специальной конструкции, а также цепями коррекции амплитудно-частотной характеристики и цепями обратной связи. Так, на рис. 5.7 и 5.8 показаны схемы усилителей с выходной мощностью 15 и 80 Вт для радиопередатчиков мощностью 10 и 50 Вт, работающих в диапазоне 2 -- 30 МГц. Их основные характеристики приведены в табл. 5.1, а данные используемых трансформаторов и дросселей -- в табл. 5.2. Особенности этих усилителей -- относительно низкий уровень нежелательных колебаний и сравнительно малая неравномерность амплитудно-частотной характеристики. Эти параметры, например, в усилителе на 80 Вт достигаются применением частотно-зависимой отрицательной обратной связи в выходном каскаде (со вторичной обмотки трансформатора ТЗ через резисторы R11 и R12 на базы транзисторов VT3 и VT4) и в предоконечном каскаде (с помощью резисторов R4 -- R7), а также корректирующими цепями C2R2, C3R3 и R1L1C1.

Уменьшить неравномерность усиления в полосе частот можно также, используя цепи коррекции на входе оконечного каскада (конденсатор С7 и индуктивности проводников АБ и ВГ, представляющих собой полоски фольги длиной 30 и шириной 4 мм) и на выходе усилителя (индуктивность трансформатора Т4 и конденсатор С13). Широкополосные трансформаторы, примененные в этих усилителях, способны обеспечить удовлетворительное согласование не только в диапазоне 2 -- 30 МГц, но и на более высоких частотах. Однако на частотах выше 30 МГц лучшие характеристики получаются с трансформаторами на полосковых линиях без ферритовых материалов. Такие трансформаторы, например, были использованы в усилителе с выходной мощностью 80 Вт в диапазоне 30 -- 80 МГц (табл. 5.3), схема которого показана на рис. 5.9. Особенность этого усилителя -- применение одновременно биполярных и полевых транзисторов. Такое сочетание позволило улучшить шумовые характеристики по отношению к использованию только биполярных транзисторов, а в сравнении с применением только полевых приборов улучшить энергетические характеристики усилителя [59].

Таблица 5.3

Рис. 5.9 Схема усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 30---80 МГц

В результате такой усилитель обеспечил выходную мощность 80 Вт при работе от источника питания с напряжением 28 В с КПД 40 % при уровне шума не выше -- 142 дБ в полосе 20 кГц при 5-процентной отстройке по частоте от усиливаемого сигнала. Благодаря меньшему влиянию на энергетические характеристики каскада паразитной индуктивности элементов в цепи истока у полевых транзисторов в сравнении с влиянием такой же индуктивности в цепи эмиттера у биполярных транзисторов здесь (см. рис. 5.9) сравнительно просто и без лишних энергозатрат удалось решить вопрос стабилизации режима работы выходного каскада. В известной мере этому способствовало сочетание отрицательного температурного коэффициента у тока стока полевых и положительного -- у тока коллектора биполярных транзисторов.

Важным параметром ВЧ усилителя является его КПД. Этот параметр зависит от назначения усилителя, условий его работы и, как следствие, от схемы построения и используемых полупроводниковых приборов. Он составляет 40 -- 90 % для усилителей сигнала с постоянной или коммутируемой амплитудой (например, при частотной и фазовой модуляции, частотной и амплитудной телеграфии) и 30 -- 60 % для линейных усилителей сигналов с амплитудной модуляцией. Более низкие из указанных значений объясняются использованием энергетически невыгодных, но обеспечивающих линейное усиление недонапряженных режимов во всех каскадах, а также режима А в предварительных, а часто и в предоконечном каскаде усилителя. Более высокие значения характерны для ключевого режима усиления сигналов с постоянной или коммутируемой амплитудой (80 -- 90 %) или для амплитудно-модулированных сигналов (50 -- 60 %) при использовании метода раздельного усиления составляющих сигнала [60]. Например, КПД не ниже 80 % был получен в широкополосном усилителе на 4,5 кВт с выходным каскадом на 32 транзисторах, построенном с учетом общих рекомендаций для ключевого режима [61, 62] и при принятии мер по устранению сквозных токов [63]. Однако, несмотря на очевидные энергетические преимущества ключевого режима работы, он еще сравнительно редко используется в ВЧ усилителях. Это объясняется рядом особенностей, к которым, например, относятся критичность к изменению нагрузки, высокий уровень нежелательных колебаний, большая вероятность превышения предельно допустимых напряжений транзистора и сложность регулировки при получении необходимых фазочастотных характеристик, стабильность которых должна обеспечиваться в условиях изменяющейся нагрузки, напряжения питания и температуры окружающей среды. Кроме того, для реализации ключевого режима на высоких частотах необходимы транзисторы с крайне малой длительностью переходных процессов при включении и выключении.

Перспективным направлением повышения энергетических характеристик усилителей амплитудно-модулированного сигнала является квантование сигнала по уровню с раздельным усилением дискретных составляющих и последующим их суммированием с учетом фазовых сдвигов [64].

В повышении эффективности работы усилителей важную роль играет качество согласования с нагрузкой с учетом возможности ее изменения. В настоящее время этот вопрос просто ив то же время наиболее результативно решается применением ферритовых вентилей и циркуляторов. Однако так обстоит дело на сравнительно высоких частотах, по крайней мере, выше 80 МГц. С понижением частоты эффективность использования ферритовых развязывающих устройств резко падает. В этой связи представляют интерес изучение и последующее промышленное освоение обладающих свойствами циркуляторов полупроводниковых невзаимных устройств [65], принципиально допускающих работу и на низких частотах. Если применение вентилей или циркуляторов невозможно, удовлетворительные результаты получаются при сочетании обычных согласующих устройств с автоматическим управлением режимом работы усилителя. Так, увеличивая напряжение питания с ростом сопротивления нагрузки (при неизменном или слегка уменьшенном возбуждении) и снижая его с уменьшением сопротивления нагрузки при увеличении возбуждения, можно получить не только постоянную выходную мощность, но и сохранить в условиях изменяющейся нагрузки то высокое значение КПД, которое было получено в номинальном режиме. Возможности такого способа стабилизации выходной мощности, однако, ограничены предельно допустимыми токами и напряжениями используемого транзистора, а также техническими возможностями согласования малых сопротивлений. По этим причинам реализуемая в настоящее время область нагрузочных сопротивлений, в которой таким путем еще можно добиться сравнительно стабильной выходной мощности, ограничена, как показали испытания усилителя с выходной мощностью 4,5 кВт, значением КСВН, не превышающим 3.

Эффект малой чувствительности к рассогласованию нагрузки можно получить и при построении усилителя по схеме сложения мощностей с использованием квадратурных сумматоров и делителей мощности [66]. При соответствующем напряжении возбуждения такого усилителя можно добиться, несмотря на изменение режима работы каждого из суммируемых каскадов, незначительного изменения общего тока потребления и суммарной выходной мощности. При испытаниях таких усилителей было отмечено, что изменение выходной мощности при рассогласовании нагрузки получается таким же, как и в линейных цепях, т. е. описывается выражением, близким к Р/Р_н=4р/(1+р)², где Р_н и Р -- мощности в номинальной и рассогласованной нагрузке, ар -- КСВН, характеризующий степень рассогласования. Такое изменение в среднем, как показали сравнительные испытания, примерно вдвое меньше, чем у усилителя, построенного, например, по двухтактной схеме.

Существуют и другие способы уменьшения чувствительности усилителя к рассогласованию нагрузки, однако все они в той или иной степени уступают рассмотренным.

К числу основных параметров усилителя в последнее время стали относить уровень нежелательных колебаний, возникающих в процессе усиления полезного сигнала. Такие колебания появляются в усилителе мощности вследствие нелинейных процессов под влиянием полезного сигнала f и помех, поступающих из тракта формирования сигнала (f_ф), источника питания (f_п) и антенны радиопередатчика (f_а). Посторонние колебания (помехи) из тракта формирования сигнала приводят к нежелательным излучениям радиопередающего устройства не только на частотах этих колебаний fф, но и на частотах, образующихся под их влиянием комбинационных колебаний mf±nf_ф. Уровень таких излучений определяется относительным уровнем нежелательных колебаний на выходе тракта формирования, его изменением (преобразованием) в усилителе мощности, а также фильтрующими и излучающими свойствами следующих за усилителем узлов радиопередающего устройства. Изменение отношения помеха/ сигнал в усилителе (K_у) определяется схемой включения транзистора, режимом работы каскадов, значением и частотой полезного сигнала и помехи.