Мощные высокочастотные транзисторы

Наибольшее изменение отношения помеха/сигнал наблюдается в усилителе с ОЭ, а также при малом выходном сопротивлении источника сигнала r_г в усилителе с ОБ и при малом сопротивлении нагрузки r_н в усилителе с ОК. С увеличением r_г в усилителе с ОБ и r_н в усилителе с О'К K_у->1. При работе усилителя в режимах А и В с любым включением транзистора относительный уровень помехи не изменяется; смещение режима работы в сторону режима С приводит к росту, а в сторону режима АВ, наоборот, к уменьшению относительного уровня помехи; при этом рост более заметен, чем уменьшение. Повышение напряженности режима уменьшает относительный уровень помехи. Чем больше значение полезного сигнала, тем при одном и том же режиме работы больше изменяется отношение помеха/сигнал. С ростом частоты сигнала и помехи изменение отношения помеха/сигнал уменьшается.

Возникающие под действием помехи комбинационные колебания особенно опасны при работе усилителя в режиме С, где их уровень на выходе усилителя соизмерим с уровнем помехи. С изменением режима работы от С к А уровень комбинационных колебаний второго порядка (f±fф) монотонно убывает, а третьего (2f±fф) проходит через 0 в режиме В и по достижении минимума в области отрицательных значений, свидетельствующей об изменении фазы колебаний на противоположную, при приближении к режиму А стремится к 0.

При прочих равных условиях наибольшим подавлением комбинационных колебаний отличается усилитель с ОК, а затем усилители с ОБ и ОЭ. В многокаскадном усилителе, в отличие от однокаскадного, помехой для каждого следующего каскада, начиная со второго, являются не только усиленные нежелательные колебания тракта формирования, но и комбинационные, а также гармонические колебания предыдущих каскадов. Особенно велико влияние второй гармоники; она увеличивает уровни комбинационных колебаний второго и третьего порядков и уменьшает отношения помеха/сигнал. Это в основном проявляется в режиме С и фактически отсутствует в А. Под ее действием линейный режим работы (K_у=1) смещается из режима В в С. Эти изменения прямо противоположны, если фазу второй гармоники как-то искусственно изменить на л.

Малый уровень комбинационных колебаний, незначительное ухудшение отношения помеха/сигнал и одновременно приемлемые энергетические характеристики характерны для усилителя, предварительные каскады которого работают в режимах А -- В, а выходной -- в В -- С. При включении транзисторов по схеме ОК режимы В -- С можно использовать и в предварительных каскадах, но в выходном каскаде включение по схеме ОК неприемлемо из-за высокой восприимчивости усилителя к сигналам посторонних радиопередатчиков. Наилучшим для выходного каскада является включение прибора по схеме ОБ или ОЭ. При этом ухудшение отношения помеха/сигнал в усилителе при малом уровне комбинационных колебаний может составить максимум 3 дБ. Но при неграмотном проектировании усилителя это значение может возрасти до 20 дБ, а наибольший уровень нежелательных колебаний будет не только на частоте помехи, но и на частотах, обусловленных этой помехой комбинационных колебаний.

При расстройке по частоте между полезным сигналом и помехой наиболее эффективно подавляются помехи в усилителях с фильтрами. Подавление реализуется как при электронно-коммутируемых фильтрах, так и путем построения усилителя на основе мощного автогенератора, управляемого с помощью системы фазовой автоподстройки частоты. В последнем случае удается получать ослабления нежелательных составляющих -- до 70 -- 80 дБ, начиная уже с 5-процентной отстройки их частоты от частоты полезного сигнала [67].

В отличие от помех из тракта формирования сигнала, помехи из источника питания (f_n) имеют более низкие частоты и поэтому, достаточно хорошо ослабляясь межкаскадными согласующими и фильтрующими цепями усилителя, в выходном сигнале обычно отсутствуют. Однако в результате различных эффектов, обусловливающих зависимость тока коллектора от коллекторного напряжения, они приводят к колебаниям паразитной модуляции с частотами mf+nf_u, наибольшим уровнем среди которых отличаются колебания с частотами f±fп. Вследствие близости по частоте к полезному сигналу фильтрация таких колебаний в усилителе практически невозможна, и единственным средством борьбы с ними является ослабление самого эффекта модуляции в каскадах усилителя. Это может быть обеспечено использованием недонапряженного режима работы и применением транзисторов с наиболее близкими к горизонтальным пологими участками выходных характеристик. Таким образом удается ослабить рассматриваемые колебания до уровня -- (17 -- 30) дБ по отношению к вызвавшей их помехе. Для сравнения укажем, что при перенапряженном режиме практически независимо от типа транзистора этот уровень составляет -- 6 дБ.

Для уменьшения эффекта модуляции (при недонапряженном режиме) необходимо, чтобы предварительные каскады и цепь смещения выходного каскада усилителя питались от отдельного «чистого» источника (в связи с меньшей мощностью такой источник фильтруется более просто). При этом уровень паразитных колебаний всего усилителя определяется только выходным каскадом, в котором и следует принимать меры по его снижению. Если же мешающий сигнал из цепи питания попадает в каскады предварительного усилителя, то уровень паразитных колебаний на выходе всего усилителя, как правило, увеличивается. Однако если мешающий сигнал в предварительных каскадах оказывается в противофазе с мешающим сигналом, действующим на коллекторе транзистора выходного каскада, то эффект модуляции в выходном каскаде может быть частично или полностью скомпенсирован [68]. Такой путь практически позволяет получить дополнительное подавление рассматриваемых нежелательных колебаний около 20 дБ.

Помехи из антенной цепи (f_а), воздействуя на транзисторы выходного каскада, приводят к интермодуляционным колебаниям с частотами mf+nf_a, наиболее опасными из которых являются имеющие большой уровень и малую отстройку по частоте от полезного сигнала интермодуляционные колебания третьего порядка (2f -- f_a). Механизм образования этих колебаний фактически тот же, что и колебаний паразитной модуляции. Однако здесь положение усугубляется тем, что вследствие более высокой частоты мешающего сигнала (fa~f) мешающий сигнал по цепи внутренней обратной связи транзистора частично проникает во входную цепь каскада и там за счет эффекта преобразования увеличивает уровень интермодуляционных колебаний. Поэтому для снижения эффекта интермодуляции необходимы транзисторы с минимально возможной емкостью С_к при включении транзистора по схеме ОЭ или минимально возможным произведением г_б,С_ка при включении транзистора по схеме ОБ. Усилитель с ОК в отношении этого вида колебаний обладает наихудшими характеристиками, так как помеха, во-первых, не только частично, а полностью попадает в его входную цепь, а во-вторых, и на выход предыдущего каскада, что еще более усугубляет эффект интермодуляции.

Существующие в настоящее время транзисторы в недонапряженном режиме работы каскада позволяют получить уровень интермодуляционных колебаний третьего порядка -- (15 -- 30) дБ по отношению к вызвавшей их помехе при включении по схеме ОЭ, примерно на 15 дБ меньше при включении по схеме ОБ и, наоборот, на 15 дБ больше при включении по схеме ОК [69]. Дополнительное подавление около 15 -- 20 дБ можно получить, используя квадратурное суммирование сигналов модулей в выходном каскаде [70] и еще, как минимум, 15 дБ, применяя на выходе усилителя ферритовый вентиль или циркулятор [66].

Наибольший уровень нежелательных колебаний наблюдается на гармониках полезного сигнала. В однокаскадном усилителе без принятия каких-либо мер по их подавлению этот уровень для второй и третьей гармоник составляет обычно -- (15 -- 20) дБ. Включением каскадов по схеме сложения мощностей с применением квадратурных и противофазных сумматоров и делителей его удается снизить до -- (30 -- 40) дБ. Если за усилителем устанавливается блок фильтров, то этот уровень уменьшается еще на величину затухания соответствующего фильтра в полосе задержания.

Блок фильтров обычно содержит полуоктавные трех-четырехзвенные фильтры, число которых определяется шириной рабочего диапазона частот. Каждый фильтр согласуется с нагрузкой, и его входное сопротивление представляет для усилителя номинальную нагрузку. Однако при согласовании на частоте основного сигнала нередко забывают о необходимости согласования на частотах гармоник. Это, как правило, приводит к изменению режима работы выходного каскада усилителя за счет реакции фильтра на частотах гармоник, что в свою очередь проявляется в изменении КПД усилителя и уровня нелинейных искажений усиливаемого сигнала. Кроме того, из-за паразитных реактивностей фильтра иногда создаются благоприятные условия для пропускания в нагрузку наряду с полезным сигналом некоторых его высших гармонических составляющих. В этой связи очень полезно на выходе усилителя устанавливать специальный ферритовый фильтр [71], который за счет поглощения энергии высших гармоник в ферритовом материале не только повышает их ослабление, но и, предохраняя усилитель от попадания отраженных гармоник, предотвращает ухудшение его параметров на частоте полезного сигнала.

С помощью фильтров можно добиться высокого уровня подавления гармонических составляющих. Однако следует подчеркнуть, что ослабить гармоник до уровня ниже -- 120 дБ можно только при очень тщательном экранировании ВЧ каскадов и устранении в тракте после усилителя мощности различных контактных соединений, в том числе и ВЧ разъемов, в которых могут образоваться гармонические колебания с тем же уровнем.

Как видно, существующие технические решения обеспечивают высокое подавление нежелательных колебаний. Однако в ряде случаев оно все же оказывается недостаточным для нормальной работы аппаратуры. Так, при сближении расположенных на подвижных средствах приемопередатчиков или при работе в составе радиокомплексов, где самая разнообразная аппаратура сосредоточена и должна функционировать в условиях крайне ограниченного пространства, радиоприемники нередко не могут работать со своими корреспондентами, как только включается расположенный поблизости радиопередатчик другой линии связи. Такая ситуация возникает вследствие воздействия на приемники некоторых нежелательных излучений радиопередатчика. К ним в первую очередь относятся шумы. Несмотря на малый уровень, именно они протравляют наибольшую опасность в указанных условиях, так как, обладая непрерывным спектром и слабо меняющейся с расстройкой спектральной плотностью, могут, если не принять необходимых мер, практически полностью парализовать работу расположенных рядом приемников [67].

Большую опасность в рассматриваемой ситуации представляют помехи из тракта формирования сигнала передатчика и образованные ими в усилителе мощности комбинационные колебания, которые, как и шумы, занимают обширную область частот и не поддаются существенной минимизации при построении усилителя по рассмотренному ранее принципу прямого покаскадного усиления мощности.



5.3 УСИЛИТЕЛИ НА ОСНОВЕ МОЩНЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ

На рис. 5.10 показана структурная схема усилителя, использующего управляемый с помощью фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) мощный автогенератор. Здесь входной сигнал и сигнал от автогенератора через усилители-ограничители 1, 2 поступают на фазовый детектор 3. Выходной сигнал фазового детектора воздействует на управляемый автогенератор 6 через два канала, устанавливая частоту его колебаний равной частоте входного сигнала. Первый из двух каналов содержит устройство коммутации-блокирования 4 и устройство поиска частоты 5, а второй -- фильтр нижних частот 7 (ФНЧ). На выход всего тракта сигнал от автогенератора подается через развязывающее устройство 8.

На рис. 5.11 показана принципиальная схема обоих каналов кольца ФАПЧ и автогенератора для усилителя мощности диапазона 30 -- 80 МГц. Здесь интегратор на транзисторах VT1, VT2 и эмиттерный повторитель на транзисторе VT4 представляют устройство поиска частоты; ключ на транзисторе VT3 и триггер на транзисторах У1 и У2 -- часть устройства коммутации-блокирования; C2L2C3L3C4 -- ФНЧ; варикапы VD2, VD3 и VD4, VD6 -- управляющие элементы автогенератора, собранного на транзисторе VT5.

Рис. 5.10. Структурная схема усилителя на основе мощного автогенератора



Работает устройство ФАПЧ следующим образом. При включении питания начинается зарядка конденсатора С5, в результате чего напряжение на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 возрастает. Изменение этого напряжения через эмиттерный повторитель VT4 и дроссель передается на варикапы VD4, VD6 и, изменяя их емкость, меняет частоту колебаний автогенератора. В момент совпадения частот генерируемого и входного сигналов на выходе фазового детектора появляется постоянное напряжение, которое, воздействуя на интегратор через цепь R1C1L1R2VD1, переводит его в режим усиления постоянного тока. В результате изменение частоты колебаний автогенератора прекращается. В этот момент в работу вступает второй канал, по которому напряжение от фазового детектора через ФНЧ подается на вторую пару варикапов VD2, VD3. В результате осуществляется непрерывная автоподстройка частоты генерируемого сигнала по частоте входного сигнала, обеспечивающая такую же частотную модуляцию колебаний автогенератора, как и у входного сигнала. Если по какой-либо причине синхронизация колебаний не наступила, то по достижении выходным напряжением эмиттерного повторителя значения напряжения стабилизации стабилитрона VD5 в работу вступают триггер У1, У2 и ключ VT3, разряжающий конденсатор С5. По возвращении триггера и ключа в исходное состояние (после разрядки конденсатора С5) процесс поиска частоты повторяется. Обычно синхронизация колебаний наступает на первом периоде поиска, занимающем по времени несколько миллисекунд.

Таким образом, в устройстве ФАПЧ с мощным автогенератором частота генерируемого сигнала совпадает с частотой входного сигнала, а его амплитуда значительно больше амплитуды входного сигнала, то есть в рассматриваемом устройстве происходит усиление частотно-модулированного сигнала. Однако от обычного усилителя оно отличается тем, что, усиливая полезный сигнал, одновременно отфильтровывает его от нежелательных колебаний. Действительно, согласно рис. 5.10 нежелательные колебания со входа попадают на выход устройства только через систему ФАПЧ, и, следовательно, занимаемая ими полоса частот вблизи частоты полезного сигнала определяется шириной полосы частот наиболее быстродействующего, а значит, и более широкополосного второго канала. Поэтому при ограничении полосы пропускания ФНЧ частотами 0,5 -- 1 МГц, что необходимо для получения требуемого быстродействия, этими же частотами оказывается ограничена и та отстройка в ту или иную сторону от частоты полезного сигнала, начиная с которой ослабляются все посторонние колебания во входном сигнале, т. е. построенный на основе мощного автогенератора с ФАПЧ усилитель эквивалентен узкополосному электронно-перестраиваемому усилителю мощности с высокой селективностью.

Рис. 5.11. Схема мощного автогенератора с устройствами поиска частоты, коммутации-блокирования и ФНЧ

Шум, являющийся одним из видов нежелательных колебаний, также должен ослабляться при прохождении через такой усилитель. Однако это происходит лишь при условии, что уровень собственного шума автогенератора ниже уровня шума во входном сигнале. В связи с этим далеко не безразлично, на каком транзисторе должен строиться и при каком уровне сигнала должен работать автогенератор. Из трех основных составляющих шума: тепловой, дробовой и полупроводниковой [57] -- в диапазоне частот до 100 МГц в биполярных транзисторах преобладает дробовая, мощность которой пропорциональна току, а в полевых -- тепловая, не зависящая от режима работы прибора. Отсюда следует, что с ростом мощности генерируемого сигнала (пропорциональной квадрату тока) отношение сигнал/шум улучшается быстрее в полевых, чем в биполярных, транзисторах. Однако, как показали испытания, не все полевые транзисторы обладают указанным преимуществом, а только их часть -- приборы с горизонтальным каналом. В частности, при использовании одного из таких транзисторов в усилителе, построенном по рассмотренной схеме, при мощности выходного сигнала 2,5 Вт в диапазоне частот 30 -- 80 МГц был получен уровень шума -- 156 дБ в полосе 20 кГц при отстройках от частоты сигнала на 2% и более [73].

Если требуется больший уровень сигнала, то он может быть получен с помощью дополнительного усилителя, который, чтобы не ухудшать заметно отношение сигнал/шум, также должен выполняться на полевых транзисторах с горизонтальным каналом. Так, при использовании описанного управляемого автогенератора с дополнительным двухкаскадным усилителем [59] был обеспечен уровень шума -- 150 дБ при выходной мощности 50 Вт в диапазоне частот 30 -- 80 МГц при общем КПД 27 -- 34%. Близкие характеристики были получены и в более высокочастотном усилителе с выходной мощностью 10 Вт, построенном по аналогичной схеме [66]. Эти усилители, как видно, уступают усилителям прямого покаскадного наращивания мощности по энергетическим и массогабаритным характеристикам. Применяя в них вместо полевых биполярные транзисторы, можно несколько улучшить КПД (ухудшая при этом шумовые характеристики), но в целом устранить отмеченные недостатки нельзя, поскольку их главная причина заключается в относительно большом потреблении энергии и громоздкости системы ФАПЧ с двумя каналами управления.

Более удачно с рассматриваемой точки зрения построение усилителя на основе автогенератора с одноканальной ФАПЧ [74]. Канал поиска (см. рис. 5.10) здесь исключен, и управление частотой автогенератора осуществляется только по каналу слежения через ФНЧ. Непременным условием надежной работы такой системы является установка частоты неуправляемого автогенератора в диапазон частот, более узкий, чем полоса частот канала ФАПЧ. При этом следует учитывать, что воздействие различных дестабилизирующих факторов (изменение напряжения питания, температуры окружающей среды; реакция нагрузки; переходные процессы в момент включения и т. п.) приводят к большому уходу частоты автогенератора, что, в свою очередь, требует более широкой полосы частот канала ФАПЧ. В то же время при более широкой полосе уменьшаются достоинства рассматриваемого принципа построения усилителя в отношении фильтрации нежелательных колебаний, в том числе и шума. Однако, где это приемлемо, усилитель на основе автогенератора с одноканальной ФАПЧ дает выигрыш по энергетическим, массгабаритным и стоимостным характеристикам в сравнении с усилителем прямого покаскадного усиления. Например, усилитель, приведенный на рис. 5.12, при выходной мощности 10 Вт в диапазоне частот 151 -- 156 МГц и с чувствительностью 1 В на сопротивлении 50 Ом характеризуется КПД 50% и вдвое меньшими объемом электронной части и стоимостью комплектующих изделий, чем усилитель прямого покаскадного усиления с такими же выходной мощностью, чувствительностью и КПД 43% [72].

Основные узлы этого усилителя -- автогенератор на 12 Вт, фазовый детектор на полевом транзисторе, цепь повышенного напряжения (VD6, С8, R6, VD7 на рис. 5.12), необходимого для управления варикапами автогенератора, и циркулятор W, резко ослабляющий влияние изменения нагрузки и наводимых в антенне радиопередатчика посторонних сигналов на работу автогенератора.



Рис. 5.12. Схема усилителя с выходной мощностью 10 Вт для диапазона частот 151 -- 156 МГц на основе мощного автогенератора

В заключение отметим, что усилитель на основе мощного управляемого автогенератора может быть использован не только для усиления частотно-модулированных, но и амплитудно-модулированных, в частности однополосных, сигналов. Особенно полезным представляется его применение в усилителях, построенных по методу раздельного усиления. Такие усилители, как отмечалось, отличаются высоким КПД, обеспечивая примерно такую же линейность усиления, как и обычные линейные усилители, работающие в недонапряженном режиме. Как известно, линейность усиления может быть повышена введением отрицательной обратной связи. Однако в данном случае обратную связь необходимо разделить на отрицательные обратные связи по амплитуде и по фазе, причем обратную связь по амплитуде ввести в канал усиления амплитудно-модулирован-ной, а обратную связь по фазе -- в канал усиления частотно-модулированной составляющей однополосного сигнала. Если введение обратной связи по амплитуде обычно не вызывает затруднений, то реализация ее по фазе в широкополосных усилителях является довольно сложной задачей. Решить ее можно с применением усилителя на основе мощного управляемого автогенератора: он вводится в канал усиления частотно-модулированной составляющей сигнала и позволяет управлять фазой сигнала в широком диапазоне частот. Используя, таким образом, отрицательные обратные связи как по амплитуде, так и по фазе усиливаемого сигнала, можно добиться высокой линейности усиления, сохранив присущий методу раздельного усиления высокий КПД. При этом сохраняется и такое положительное качество усилителя на основе мощного управляемого автогенератора, как высокая степень фильтрации присутствующих во входном сигнале нежелательных колебаний. В [75], например, сообщается о построении такого усилителя (правда, с маломощным автогенератором и дополнительными каскадами усиления) с выходной мощностью около 100 Вт с КПД 55% в диапазоне частот 1 -- 30 МГц при уровне комбинационных колебаний третьего порядка не хуже -- 58 дБ.

5.4 АВТОМАТИКА И УПРАВЛЕНИЕ В УСИЛИТЕЛЯХ МОЩНОСТИ

Важной составной частью усилителя мощности являются цепи автоматики и управления. Их функции заключаются в стабилизации уровня выходного сигнала, защите транзисторов выходного каскада при нарушении нормальных условий эксплуатации, обеспечении возможности контроля основных характеристик и индикации работоспособности усилителя, а также во включении, переключении на пониженную мощность и выключении усилителя, коммутации фильтров и т. п. [74].

Две первые функции осуществляются путем изменения уровня сигнала по команде устанавливаемых в различных местах датчиков. Одним из таких датчиков является датчик согласования с нагрузкой. Обычно он устанавливается на выходе фильтра и дает информацию об отклонении нагрузки усилителя от установленного значения. С помощью этого же датчика устанавливается требуемый уровень сигнала при работе на согласованную нагрузку. Электрическая схема датчика, примененного в усилителе с выходной мощностью 80 Вт диапазона 2 -- 30 МГц, показана на рис. 5.13. Здесь информация о падающем и отраженном сигналах, получаемая посредством трансформатора тока Т1, конденсаторов С2 и С4, выпрямителей на диодах VDI и VD2, через усилитель У1 и диод VD3 поступает на усилитель постоянного тока цепи автоматической регулировки усиления (АРУ). Переменными резисторами R1 и R4 устанавливается необходимый порог срабатывания регулировки.

Рис. 5.13. Слема датчика падающего и отраженного сигналов с использованием трансформатора тока (Вход 1 -- от фильтра усилителя; Выход 1 -- к согласующему устройству; Выход 2 -- к УПТ АРУ)

Рис. 5.14. Схема датчика падающего и отраженного сигналов на основе резистивного моста (Вход 1 -- от фильтра усилителя: Выход 1 -- к согласующему устройству; Выход 2 -- к УПТ АРУ)

На рис. 5.14 показана схема более простого датчика, регистрирующего изменения нагрузки, начиная с определенного предела [76]. Его основу составляет сбалансированный мост из резисторов Rl -- R3 и сопротивления нагрузки (включаемого через согласующее устройство); в одну диагональ моста включен выход усилителя (через фильтр), а в другую -- промежуток эмиттер -- база транзистора VT1 и резистор R4. Конденсатор СЗ необходим в этом устройстве для предотвращения пробоя транзистора при превышении амплитудой сигнала напряжения питания датчика.

При использовании таких датчиков особое внимание следует обращать на необходимость их слабой связи с каналом передачи сигнала. При несоблюдении этого требования за счет нелинейных элементов датчика возрастают нежелательные колебания. Часто именно по этой причине уровень гармоник не удается ослабить ниже минус 70 -- 80 дБ.

Среди других датчиков следует отметить датчик тока потребления. Его основу, как правило, составляет включаемый в цепь питания резистор, по падению напряжения на котором устанавливается порог регулирования; по достижении порога регулирующий элемент цепи АРУ снижает уровень входного сигнала, обеспечивая работу усилителя без превышения потребляемой от источника питания мощности.

Рис. 5.15. Схема датчика потребляемого тока (Выход 1 -- к зажимам питания усилителя; Выход 2 -- к УПТ АРУ; Выход 1 -- от источника питания)

Схема такого датчика, примененного в усилителе выходной мощности 15 Вт диапазона 2 -- 30 МГц, показана на рис. 5. 15. Работает датчик следующим образом. С повышением тока через резисторы R2, R3 возрастает ток транзистора У2, и увеличившееся напряжение на резисторе R5 через резистор R7 и диод VD1 поступает в цепь авторегулировки. Транзистор У1 в диодном включении и стабилитрон VD2 здесь необходимы для обеспечения стабильной работы датчика в условиях меняющихся температуры окружающей среды и напряжения питания.

Рис 5.16. Схема датчика остаточного напряжения и устройства стабилизации режима предоконечного каскада (Вход У -- смешение предоконечного каскада; Выход 1, 2-к коллекторам транзисторов выходного каскада усилителя; Выход 3 - к УПТ АРУ)

В линейных усилителях часто используется датчик остаточного напряжения на коллекторах транзисторов выходного каскада. С его помощью снижается уровень сигнала, как только режим работы достигает границы области недонапряженного режима, при переходе через которую начинают резко расти нелинейные искажения. Схема этого датчика вместе со схемой источника смещения транзисторов предоконечного каскада усилителя с выходной мощностью 15 Вт диапазона 2 -- 30 МГц приведена на рис. 5.16. Работа устройства заключается в следующем. При уменьшении остаточного напряжения на коллекторах транзисторов выходного каскада ниже напряжения открывания любого из обратносмещенных диодов VD3 VD4 Диод VD4, выпрямляя переменный сигнал, уменьшает положительное напряжение смещения транзистора триггера 1У1 и тем самым 2У1. Появляющееся вследствие этого напряжение на резисторе R14 через резистор R15 и развязывающий диод VD5 поступает в канал авторегулировки. Каскад на транзисторе VT1 вырабатывает напряжение, определяющее порог открывания диодов VD3, VD4, и напряжение смещения для транзисторов триггеров 1У1 и 1У2. Кроме того, этот каскад обеспечивает необходимое для работы в линейном режиме напряжение смещения транзисторов предоконечного каскада усилителя мощности и его изменение по требуемому закону [77] с изменением температуры корпуса радиатора в месте расположения этих транзисторов (с помощью диода VD2 -- датчика температуры). Такая же цепь, обеспечивающая требуемые для линейного усиления напряжение и выходное сопротивление источника смещения выходного каскада, показана на рис. 5.17.

Рис. 5.17. Схема устройств стабилизации режима оконечного каскада

В усилителях мощности часто применяются датчики температуры, с помощью которых снижается уровень сигнала при достижении заданного наибольшего значения температуры корпуса транзистора или, что проще, температуры определенного места радиатора. В качестве такого датчика обычно используется имеющий хороший тепловой контакт с радиатором терморезистор или полупроводниковый диод, включаемый в цепи, аналогичные показанным на рис. 5 15 и 5.16.

На рис. 5.18 показана схема усилителя постоянного тока АРУ усилителя с выходной мощностью 15 Вт диапазона 2 -- 30 МГц вместе с необходимой при усилении AM сигнала цепью, обеспечивающей малую постоянную времени установления и большую -- поддержания авторегулировки, а также с цепью снижения постоянной времени поддержания АРУ при настройке антенно-согласующего устройства (на транзисторе триггера 2У1).

Наряду с датчиками и усилителем постоянного тока важную роль в цепи автоматики играет регулирующий элемент. Как правило, это малосигнальный усилитель с регулируемым коэффициентом

передачи [78, 79], устанавливаемый в канале промежуточной частоты тракта формирования сигнала или в тракте усиления сформированного сигнала. В самом усилителе мощности его роль может также играть управляемый регулятор напряжения питания предварительного усилителя. В этом случае обеспечивается высокая устойчивость усилителя в процессе регулировки, но такая регулировка к сожалению, неприемлема для линейных усилителей. Нередко в качестве регулирующих элементов, особенно на высоких частотах и при больших уровнях сигналов, используются цепи на p-i-n диодах. Иногда, как уже отмечалось, цепи автоматики используются для контроля основных параметров усилителя и индикации его работоспособности. Для этого на соответствующие разъемы (для контроля) и люминесцентные диоды (для индикации на табло оператора) подаются усиленные сигналы соответствующих датчиков.



Рис. 5.18. Схема усилителя постоянного тока системы АРУ с цепями управления (Вход 1 -- датчики АРУ; Вход 2 -- внешнее управление; Выход 1 -- на регулировочный элемент АРУ; Выход 2 -- к цепи смещения; Выход 3 -- управление при настройке СУ)

5.5 КОНСТРУКЦИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ

Важную роль как при построении, так и при эксплуатации усилителя мощности играют конструкция и связанные с ней вопросы теплоотвода. Поскольку конструкцией в значительной степени определяется объем усилителя, в последнее время все чаще используется оценка по такому параметру конструкции, как удельная мощность, определяемому отношением номинальной выходной мощности к объему усилителя. Если не учитывать радиатор, функции которого в усилителях с выходной мощностью до 15 Вт обычно выполняет корпус приемопередатчика, то для современных усилителей мощности диапазона до 100 МГц, характеризующихся максимальным перекрытием по частоте, удельная мощность составляет 20 - 40 Вт/дм³. На частотах выше 100 МГц это значение возрастает до 60 -- 100 Вт/дм³ за счет сокращения числа сосредоточенных и увеличения занимающих значительно меньший объем распределенных элементов. Интересно, что соотношение объемов трех составляющих усилитель мощности узлов: каскадов усиления, фильтрации и автоматики -- примерно одинаково во всех диапазонах частот и составляет соответственно 40, 45 и 15 %. Это, например, видно из рис. 5.20, где в развернутом виде показан усилитель с выходной мощностью 80 Вт диапазона частот 2 -- 30 МГц. Здесь фильтры поддиапазонов частот, коммутируемые с помощью электромагнитных реле, размещены на печатной плате, крепящейся к откидной крышке корпуса усилителя (см. рис. 5.20 слева). Катушки индуктивностей фильтров не видны, так как они расположены с обратной стороны платы. Каскады усиления и цепи автоматики смонтированы на печатных платах, крепящихся к корпусу-радиатору (см. соответственно внизу и вверху правой части рис. 5.19).

Рис. 5.19. Внешний вид усилителя с выходной мощностью 80 Вт для диапазона частот 2 -- 30 МГц

Наибольший объем, как видно, занимают фильтры и каскады усиления, что объясняется сосредоточением в этих узлах наиболее громоздких и трудно поддающихся миниатюризации элементов -- катушек индуктивности, электромагнитных реле, трансформаторов, конденсаторов, предназначенных для работы на больших уровнях сигнала. В этой связи миниатюризация элементов электронной техники и на сегодняшний день продолжает оставаться одним из эффективных направлений снижения габаритов радиопередающих устройств. Важнейшими задачами в этом направлении на современном этапе являются: расширение номенклатуры существующих и создание новых малогабаритных безвыводных конденсаторов на большие реактивные мощности; создание малогабаритных электронных коммутаторов, способных коммутировать большие мощности не только на высоких, но и на низких частотах; расширение диапазона частот, увеличение мощности и повышение степени интеграции монолитных модулей усилителей; создание единой унифицированной большой интегральной схемы цепи автоматики.

Однако решение этих задач даст значительный эффект в основном при конструировании усилителей с небольшой выходной мощностью -- до 15 Вт. С увеличением выходной мощности, а следовательно, и мощности рассеивания эффективность рассматриваемого направления постепенно снижается из-за увеличения объема системы ствола тепла.

Наиболее простой путь решения тепловых вопросов заключается в сокращении времени непрерывной работы передатчика и увеличении длительности интервалов между включениями. Процесс охлаждения в таких устройствах состоит в использовании теплоемкости небольшого радиатора с последующим излучением тепла (конвекцией, теплоотдачей и частично лучеиспусканием) в окружающее пространство. Совершенствование этого направления привело к использованию заполненных плавящимся веществом (например, стеариновой кислотой, азотнокислым никелем, эвтектикой на основе висмута, олова, свинца и кадмия) радиаторов, которые за счет скрытой теплоты плавления- увеличивают длительность непрерывной работы.

При необходимости очень продолжительной непрерывной работы, например, в течение суток, такой параметр, как теплоемкость, отступает на задний план, а первостепенным становится тепловое сопротивление корпус транзистора -- окружающая среда. Это сопротивление, в свою очередь, состоит из трех последовательно включенных: сопротивления «корпус транзистора -- радиатор», сопротивления растекания тепла по радиатору и сопротивления «радиатор -- окружающая среда». Первое определяется чистотой обработки теплоотводяшей поверхности транзистора, обработкой радиатора и зазором между транзистором и радиатором. Этот зазор обычно заполняется пастой КПТ-8, снижающей тепловое сопротивление.

Тепловое сопротивление, связанное с растеканием тепла по радиатору, зависит от его материала и размеров. Обычно используемые материалы -- это алюминий и его сплавы, реже -- медь. Из размеров радиатора наиболее важна площадь его сечения в плоскости, перпендикулярной направлению теплового потока. Чем она больше, тем ниже рассматриваемое тепловое сопротивление.

Самый сложный вопрос -- излучение тепла в окружающее пространство. Оно осуществляется, как правило, естественной конвекцией или принудительным воздушным либо жидкостным охлаждением. При естественной конвекции габариты радиатора существенно превышают габариты электрической части усилителя. Так, усилитель на 50 Вт диапазона 120 -- 180 МГц, предназначенный для непрерывной круглосуточной работы, с радиатором игольчатого типа занимает объем 5 дм³, в то же время как объем его электрической части не превышает 0,65 дм³. При принудительном охлаждении габариты получаются меньшими, однако такое охлаждение не всегда возможно. 3 этой связи проблема повышения эффективности отвода тепла выступает на первый план в решении задачи дальнейшей миниатюризации усилителей с выходной мощностью более 15 Вт.

Решение этой проблемы представляется целесообразным вести параллельно со снижением мощности рассеивания, что при неизменной выходной мощности обеспечивается только путем повышения КПД усилителей. Такой путь, как отмечалось, реализуется схемотехническими решениями, опирающимися на ключевой режим работы, одинаково пригодный как для усиления сигналов с неизменной или коммутируемой аплитудой, так и для усиления амплитудно-модулированных, в частности однополосных, сигналов. Для развития этого направления необходимы специальные ключевые приборы с большими значениями предельно допустимых токов и напряжений, характеризующиеся малой длительностью переходных процессов при включении и выключении, что особенно важно на высоких частотах. В этой связи, несмотря на значительные успехи в создании мощных ВЧ транзисторов, решивших проблему полной транзисторизации передающей аппаратуры практически с любым уровнем выходной мощности (по крайней мере, до десятков киловатт), продолжают оставаться актуальными вопросы разработки более мощных и в то же время более высокочастотных и широкополосных полупроводниковых приборов.

Итак, в настоящей главе, посвященной применению мощных транзисторов, были рассмотрены как общие вопросы, касающиеся основных характеристик, схем построения, вида используемых транзисторов и режимов работы усилительных устройств, так и специальные, касающиеся главным образом применения транзисторов в ВЧ усилителях мощности. Более того, усилителям мощности как одному из наиболее распространенных классов преобразователей энергии, сочетающему в себе все многообразие характеристик устройств этого типа, была посвящена значительная часть материала. В частности, было показано, что усилители мощности могут строиться по двум направлениям: прямому покаскадному усилению мощности и получению требуемой мощности сразу -- от мощного автогенератора, управляемого усиливаемым сигналом с помощью системы фазовой автоподстройки частоты. Отмечено, что усилители, использующие второе направление, эквивалентны узкополосным электронно-перестраиваемым мощным усилителям с высокой селективностью, которая необходима для качественной «очистки» сформированного ВЧ сигнала от посторонних сопутствующих сигналов, в том числе и шума. Отмечена также целесообразность использования этого направления при построении усилителей по методу раздельного усиления, позволяющая за счет введения корректирующей обратной связи по фазе сигнала наряду с отрицательной обратной связью по его амплитуде получить низкий уровень комбинационных искажений. В то же время показано, что усилители на основе управляемых автогенераторов, за исключением некоторых частных случаев, уступают усилителям прямого усиления по энергетическим, массогабаритным и стоимостным характеристикам.

При анализе усилителей большое внимание уделялось рассмотрению путей получения высоких значений энергетических характеристик, особенно при работе на изменяющуюся нагрузку; изучению путей снижения уровней нежелательных колебаний, возникающих в усилителе под действием помех из тракта формирования сигнала, источника питания и антенны радиопередатчика; обеспечению широкой полосы частот; определению минимального уровня входного сигнала по величине шума на выходе и устойчивости усилителя; обеспечению высокой надежности работы усилителя путем соответствующих устройств деления и суммирования мощности, а также мер по защите транзисторов и автоматическому регулированию режима работы. Отмечено большое влияние на качество работы усилителя его конструкции и связанных с ней вопросов теплоотвода. Приведены примеры построения усилителей с выходной мощностью от 1,5 до 80 Вт, предназначенных для работы в различных участках диапазона частот от 2 до 150 МГц. При освещении всех этих вопросов обращалось внимание на связь параметров используемых транзисторов с основными характеристиками устройств. В частности, отмечено, что эти характеристики получаются тем выше, чем меньше барьерная емкость коллекторного перехода С_к, произведение r⁶' С_ка, паразитные индуктивности выводов и корпуса прибора, отклонение выходных характеристик от горизонтальных прямых, длительность переходных процессов при переключении и уровень собственного шума. В этой связи, безусловно, целесообразно проведение дальнейших работ по созданию мощных ВЧ транзисторов с улучшенными значениями этих параметров, а также с более высокими предельно допустимыми токами и напряжениями.

Список литературы

1. Мазель Е. 3. Мощные транзисторы. -- М.: Энергия, 1969. -- 280 с,

2. Кремниевые планарные транзисторы/ Под ред. Я. А. Федотова. -- М.: Советское радио, 1973. -- 336 с.

3. Трутко А. Ф. Методы расчета транзисторов. -- М.: Энергия, 1971. -- 272 с.

4. Van Vliet К. М. Theories of the p-n junction in the charge neutrality approximation. -- Solid State Electronics, 1966, v 9, № 3_r p. 185 -- 201.

5. Кремниевые мощные мезапланарные транзисторы с мощностью-рассеяния 30 -- 60 Вт и предельной частотой более 200 МГц/ Е. 3. Мазель и др. -- Электронная техника. Сер. 2, 1966, вып. 2_Г с. 203 -- 212.

6. Кэрли, Макджаф и О. Брайен. Многоэмиттерный транзистор. -- Электроника, 1965, № 17, с. 15 -- 22.

7. Chen J. Т. С., Snapp С. P. Bipolar microwave linear power transistor design. -- IEEE Transactions, 1979, v. 27, № 5, p. 423 -- 430,

8. Шаффт. Вторичный пробой. -- ТИИЭИР, 1967, 8 с. 33 -- 51.

9. Hower P. L., Reddi V. G. K. Avalanche injection and second breakdown in transistors. -- IEEE Transactions, 1970, v. ED-17, № 4,

10. Пат. 3358197 (США). Semiconductor device/ Scarlett R. M. И. Пат. 4157561 (США). High power transistor/ Yochiaki Nawata et al.

12. Мощные высокочастотные транзисторы для аппаратуры связи KB и УКВ диапазонов/ Е. 3. Мазель, А. П. Гуров, А. Ф. Бобровников, Е. А. Никольский. -- Электронная техника. Сер. 2, 1983,-вып. 3, с. 162.

13. Отказы ВЧ транзисторов, которых не должно быть. -- Электроника, 1977, № 10, с. 99 -- 101.

14. Sze S. М., Gibbons G. Effect of junction curvature on breakdown voltage in semiconductors. -- Solid State Electronics, 1966, v 9_r № 9, p. 831 -- 845.

15. Kao, Уоллей. Высоковольтные планарные р-п переходы -- ТИИЭИР, 1967, № 8, с. 183 -- 189.

16. Adler М. S., Temple V. А. К., Ferr A. P., Rustav R. С. Theory and breakdown voltage for planar devices with a signle field limiting ring. -- IEEE Transactions, 1977, v. ED-24, № 2, p. 107 -- 113.

17. Альтман. Состояние и перспективы развития дискретных полупроводниковых приборов. -- Электроника, 1973, № 9, с. 85 -- 94.

18. Основы технологии кремниевых интегральных схем. Окисление, диффузия, эпитаксия: Пер. с англ./ Под ред. В. Н. Мордковича и Ф. П. Пресса. -- М.: Мир, 1969. -- 451 с.

19. Мазель Е. 3., Пресс Ф. П. Планерная технология кремниевых приборов. -- М.: Энергия, 1974. -- 384 с.

20. Пресс Ф. П. Фотолитография в производстве полупроводниковых приборов. -- М.: Энергия, 1968. -- 200с.

21. Мощный охлаждаемый водой ВЧ транзистор. -- Электроника, 1982, № 17, с. 20 -- 21.

22. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах/ Под ред. Р. А. Валитова, И. А. Попова. -- М.: Сов. радио, 1973. -- 462 с.

23. Линде Д. П. Радиопередающие устройства. -- М.: Энергия, 1969. -- 680 с.

24. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний/ М. Г. Агапова и др.; Под ред. II. Г. Бергельсона, Ю. А. Каменецкого, И. Ф. Николаевского. -- М.: Сов. радио, 1968. -- 504 с.

25. Аронов В. Л., Федотов Я. А. Испытания и исследования полупроводниковых приборов. -- М.: Высшая школа, 1975. -- 325 с.

26. Choma G. High frequency breakdown in diffused transistors -- IEEE Transactions, 1971, v. ED-18, № 6, p. 347 -- 349.

27. Малиновски Х. Максимальное напряжение на коллекторе мощного ВЧ транзистора. -- ТИИЭИР, 1969, т. 57, № 10, с. 150.

28. Джонсон И., Мэллинджер М. Высокочастотные мощные транзисторы. -- Электроника, 1971, т. 44, № 19, с. 58.

29. Каганова И. И., Миркин А. И. Особенности методики измерения выходной мощности, коэффициента усиления по мощности мощных ВЧ транзисторов. -- Электронная техника. Сер. 2, 1974, вып. 3, с. 51 -- 64.

30. Каганова И. И., Миркин А. И. Методика измерения сопротивления нагрузки в узкополосном усилителе. -- Электронная техника Сер. 2, 1977, вып. 7, с. 59 -- 66.

31. Каганова И. И., Миркин А. И. Измерение входных импедансов мощных транзисторов в области ВЧ. -- Электронная техника. Сер. 2, 1979, вып. 3, с. 82 -- 89.

32. Каганова И. И., Миркин А. И. Измеритель Р_Вых, /Сур, М₃ мощных транзисторов. -- Электронная промышленность, 1973 вып. 7/21, с. 42 -- 43.

33 Скопенко А. И., Махненко В. И., Пивторак Н. Н. Упругопластические деформации в многослойных паяных соединениях полупроводниковых приборов при циклических теплосменах. -- Автоматическая сварка, 1974, № 3, с. 33 -- 36.

34. Lang G. A., Feder В. J., Williams W. D. Thermal-fatigue in Si power transistors. -- IEEE Transactions, 1970, v. ED-17, № 9.

35. Reich B. A study of accelerated storage test conditions applicable to semiconductor devices and microcircuits. -- IEEE Transactions 1978, v. R-27, № 3, p. 178 -- 180.

36. Beatty B. A. et al. Second breakdown in power transistors due to avalanche injection. -- IEEE Transactions, 1977, v. ED-24, Л° 6.

37. Bennett W. P., Kumbatowic R. A. Power and energy limitations of bipolar transistors imposed by thermal-mode and current-mode second breakdown mechanisms. -- IEEE Transactions 1981 v. ED-28, № 10, p. 1154 -- 1162.

38. Poole W. E. Electromigration in microwave power transistors. -- Microelectronics, 1973, v. 5, № 1, p. 40.

39. Ca Combe D. J., Naster R. J., Carroll J. E. A study of the reliability of microwave transistors. -- IEEE Transactions Part. Hybrid and Packag, 1977, v. 13, № 4, p. 354 -- 361.

40. Sommer N. D., Feucht D. L., Heckel R. W. Reliability and thermal impedance studies in soft-soldered power transistors. -- IEEE Transactions, 1976, v. ED-23, № 8, p. 843 -- 850.

41. Learn A. J., Shephard W. H. Reduction of electromigration-induced failure in aluminum metallization through anodization. -- IEEE 9^th annual reliability symposium, 1971, p. 129 -- 134.

42. Ainslie N. G., d'Heurle F. M., Wells О. С. Coating, mechanical constraints and pressure effects on electromigration. -- Appl. Phys. Letters, 1972, v. 19, p. 173 -- 174.

43. Ames I., d'Heurle F. M., Horstmann R. E. Reduction of electro-migration in aluminum films by copper doping. -- IBM Journ. of Res. and Development, 1970, v. 14, p. 461 -- 465.

44. Garbonshain V. Gold: the new standard in transistor reliability. -- Microwaves, 1972, v. 4, № 7, p. 54 -- 55.

45. Tadetoshi Nazaki, Hidekazu Okabayashi. Suppression of mobile ion related instability in Mo-gate MOS-structures. -- Journ. of Electrochem. Society, 1981, v. 128, № 1, p. 175 -- 179.

46. Каганов В. И. Транзисторные радиопередатчики. -- М.: Энергия, 1976. -- с. 75 -- 261, 337 -- 423.

47. Радиопередающие устройства/ Под ред. О. А. Челнокова. -- М.: Радио и связь, 1982. -- с. 107 -- 125.

48. Широкополосные радиопередающие устройства/ Под ред. О. В. Алексеева. -- М.: Связь, 1978. -- с. 73 -- 175.

49. Ромаш Э. М. Источники вторичного электропитания радиоэлектронной аппаратуры. -- М.: Радио и связь, 1981. -- с. 139 -- 176.

50. Афонин Л. Н., Мазель Е. 3., Митрофанов А. В. О влиянии индуктивности в цепи базы на процесс выключения высоковольтных транзисторов в каскадах строчной развертки. -- Радиотехника, 1975, т. 30, № 11, с. 101 -- 104.

51. Бела Буна. Электроника на автомобиле. -- М.: Транспорт, 1979.

52. Радиопередающие устройства/ Под ред. М. В. Благовещенского, Г. М. Уткина. -- М.: Радио и связь, 1982, с. 135 -- 153.

53. Завражнов Ю. В. Устойчивость усилителей мощности на полевых транзисторах. -- Радиотехника, 1983, № 6, с. 29 -- 32.

54. Завражнов Ю. В. Эквивалентный входной импеданс транзистора в схеме усилителя мощности. -- Электронная техника. Сер. 2, 1978, вып. 3, с. 14 -- 23.

55. Демидов В. М., Корчажкина О. М. Проектирование широкополосных согласующе-трансформирующих цепей с помощью ЭВМ/ Под ред. В. М. Богачева. -- М.: МЭИ, 1982, с. 3 -- 96.

56. Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных колебаний/ Под ред. 3. И. Моделя. -- М.: Сов. радио, 1980.

57. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. -- М.: Энергия, 1977, с. 226 -- 233.

58. Левшин В. И., Дмитриев И. С. Таблицы коэффициентов для рас чета нелинейных искажений транзисторных каскадов. -- Техника средства связи. Сер. Техника радиосвязи, 1979, вып. 7, с. 141.

59. Завражнов Ю. В., Пупыкин Г. А. Выбор полупроводниковых приборов для усилителей мощности радиопередатчиков подвижных средств связи. -- Средства связи, 1982, № 3, с. 22 -- 25.

60. Шахгильдян В. В., Розов В. М., Козырев В. Б. Методы построения усилителей однополосных транзисторных радиопередатчиков. -- Электросвязь, 1976, № 10, с. 47 -- 55.

61. Богачев В. М., Никифоров В. В. Транзисторные усилители мощности. -- М.: Энергия, 1978, с. 278 -- 301.

62. Проектирование радиопередающих устройств/ Под ред. В. В. Шахгильдяна. -- М.: Связь, 1976. -- 432 с.

63. А. с. 936380 (СССР). Двухтактный усилитель мощности (его варианты)/ Коваленко В. Б., Федотов М. Г., Завражнов Ю. В., Кравец Я. Е. Опубл. в Б. И., 1982, № 22.

64. Пат. 1586550 (Франция). Berman L., Cheillan J. Dispositif ampli-ficateur de puissance a rendement ameliore.

65. Красилич Г. П. Расчет полупроводникового вентиля. -- Известия вузов СССР. Радиоэлектроника, № 3, с. 86.

66. Радиопередатчик с низким уровнем нежелательных колебаний/ Ю. В. Завражнов, В. Т. Аралов, И. А. Бурков и др. Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи, 1983, вып. 4, с. 83 -- 92.

67. Пути снижения шумовых излучений радиопередатчика. -- В кн.: Полупроводниковая электроника в технике связи/ Под ред. И. Ф. Николаевского. -- М.: Радио и связь, 1983, вып. 23.

68. Завражнов Ю. В. Паразитная амплитудная модуляция в транзисторных радиопередатчиках. -- Электросвязь, 1978, № 7.

69. Завражнов Ю. В., Чугаев В. Н. Влияние схемы включения транзистора в выходном каскаде радиопередатчика на уровень искажений обратной взаимной модуляции. -- Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи, 1976, вып. 4, с. 123 -- 130.

70. Ku W. H., Frickson J. Е., Rabe R. E., Slasholtz G. L. Design techniques and intermodulation analysis of broad-band solid-state power amplifiers. -- IEEE Transactions, 1977, v. EMC-19, № 2.

71. A. c. 964797 (СССР). Высокочастотный фильтр/ Бурков И. А., Завражнов Ю. В., Пупыкин Г. А. Опубл. в БИ, 1982, № 37.

72. Завражнов Ю. В., Аралов В. Т., Волков А. М. Два направления в проектировании усилителей мощности радиопередатчиков. -- Средства связи, 1982, вып. 3, с. 37 -- 40.

73. Завражнов Ю. В., Авралов В. Т. Шум автогенератора на полевом транзисторе. -- Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи, 1981, вып. 4, с. 32 -- 41.

74. Каганов В. И. Системы автоматического регулирования в радиопередатчиках. -- М.: Связь, 1969.

75. Warren G., Petrovic V., Gosling W. Application of the polarloop technique to HF SSB transmitters. -- Conf. Radio transmitt. and modul. techn, 1980, 24 -- 25 March, p. 103 -- 109.

76. A. c. 440976 (СССР). Индикатор согласования передатчика с нагрузкой/ Завражнов Ю. В., Завалишина 3. В., Чугаев В. Н. Опубл. в БИ., 1974, № 31.

77. Завражнов Ю. В., Федотов М. Г. Температурная стабилизация линейного режима работы транзисторного усилителя. -- Радиотехника, 1974, т. 29, № 5, с. 96 -- 100.

78. А. с. 919048 (СССР). Усилитель с регулируемым коэффициентом передачи/ Завражнов Ю. В., Чугаев В. Н. Опубл. в БИ 1982, № 13.

...